張澤宇， 羅欣， 沈安文， 徐金榜

(華中科技大學(xué) 人工智能與自動(dòng)化學(xué)院，武漢 430074)

0 引 言

與標(biāo)準(zhǔn)永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor, PMSM)相比，非正弦氣隙磁密的無(wú)刷直流電機(jī)(brushless DC motor,BLDCM)具有制造成本低、功率密度和效率高等優(yōu)勢(shì)，在工業(yè)領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用[1-2]。其中凸極式無(wú)刷直流電機(jī)(interior permanent magnet type brushless DC motor,IPM-Type BLDCM)的轉(zhuǎn)子內(nèi)置永磁體，機(jī)械結(jié)構(gòu)堅(jiān)固[2]，保證了電機(jī)在運(yùn)行過(guò)程中可以獲得較強(qiáng)的穩(wěn)定性和魯棒性。由于交直軸電感不對(duì)稱而產(chǎn)生了額外的磁阻轉(zhuǎn)矩，在需要較寬調(diào)速范圍及較大輸出轉(zhuǎn)矩的工業(yè)應(yīng)用中優(yōu)勢(shì)明顯。通過(guò)最大轉(zhuǎn)矩比 (maximum torque per ampere,MTPA) 控制可以充分利用磁阻轉(zhuǎn)矩，對(duì)定子電流矢量轉(zhuǎn)矩角進(jìn)行控制以保證相同電流幅值情況下輸出最大電磁轉(zhuǎn)矩[3]。然而在運(yùn)行過(guò)程BLDCM產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)(尤其是換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng))在很大程度上限制了其在高精度場(chǎng)合的應(yīng)用[4-5]。

常規(guī)的兩相饋電模式通過(guò)逆變器向電樞繞組中注入近似120°電角度平頂?shù)姆讲娏鳎捎陔姍C(jī)中感性元件的存在和直流母線電壓的限制導(dǎo)致了開通相和關(guān)斷相的電流變化率難以預(yù)測(cè)，從而產(chǎn)生換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)[5-6]。文獻(xiàn)[7]通過(guò)控制正比于電機(jī)瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩的合成電流來(lái)抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[8]中采用兩相/三相饋電的混合切換模式來(lái)改善直接轉(zhuǎn)矩控制下的電機(jī)性能。但是這些方法無(wú)法實(shí)現(xiàn)高低速區(qū)間及導(dǎo)通/換相周期間的控制策略統(tǒng)一，增加了算法的復(fù)雜性。此外對(duì)于凸極式電機(jī)，注入的方波電流難以消除由轉(zhuǎn)子凸極性引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分量。三相饋電模式可以靈活地控制逆變器的開管方式，從而能夠向繞組中注入具有諧波分量的定子電流來(lái)匹配不同電機(jī)的實(shí)際運(yùn)行情況[9-12]，且該模式下電流的變化率要低于方波電流，可以更有效地利用直流母線電壓，也能避免控制算法在導(dǎo)通/換相周期的切換問(wèn)題，從而有效控制轉(zhuǎn)矩。

由于閉環(huán)調(diào)節(jié)過(guò)程中的PI控制器本身具有帶寬限制，且對(duì)交流量跟蹤性能有限(尤其是在高速區(qū))[13]，難以保證電流中的諧波分量可以注入到電機(jī)繞組中。文獻(xiàn)[14]利用磁滯控制器來(lái)注入電流，但因?yàn)殚_關(guān)頻率不固定導(dǎo)致其在大功率場(chǎng)合的應(yīng)用存在局限。還有一類通過(guò)轉(zhuǎn)子定向引入各諧波分量的非同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系來(lái)匹配電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)中的諧波分量[15-18]，包括使用傳統(tǒng)d-q軸的諧振控制器或重復(fù)控制器來(lái)拓展帶寬。這些控制器對(duì)頻率選擇較為敏感，因此在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)中易受干擾。文獻(xiàn)[19]中通過(guò)離線反電勢(shì)來(lái)構(gòu)造隱極式電機(jī)的變換矩陣以使電流在新的坐標(biāo)系下為恒定分量，并引入位置和幅度擾動(dòng)來(lái)提高閉環(huán)響應(yīng)。文獻(xiàn)[20]中提出了直接功率控制方案，但磁通估算涉及到的直流偏置及檢測(cè)誤差等問(wèn)題會(huì)影響控制效果。文獻(xiàn)[9-10]提出了一種基于機(jī)電能量轉(zhuǎn)換的控制策略，既可以應(yīng)用于凸極式電機(jī)，也適用于隱極式電機(jī)。

基于對(duì)同步電機(jī)的機(jī)電能量轉(zhuǎn)換原理進(jìn)行分析，并結(jié)合轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)過(guò)程中的矢量關(guān)系，本文采用一種復(fù)合矢量控制策略來(lái)實(shí)現(xiàn)電機(jī)全速區(qū)間的MTPA軌跡跟蹤及轉(zhuǎn)矩控制。為了同時(shí)滿足電機(jī)調(diào)速范圍及轉(zhuǎn)矩控制的性能要求，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在中低速區(qū)間時(shí)使用近似MTPA模式，高速區(qū)則切換到實(shí)際MTPA模式，并通過(guò)適當(dāng)?shù)淖鴺?biāo)變換提取出電流中的轉(zhuǎn)矩分量加以控制從而提高閉環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)。針對(duì)電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中參數(shù)易受溫升、負(fù)載突變等環(huán)境影響，且寄生耦合參數(shù)項(xiàng)也會(huì)影響轉(zhuǎn)矩控制，引入了一種簡(jiǎn)化的等效辨識(shí)方案來(lái)快速準(zhǔn)確地獲取實(shí)時(shí)參數(shù)。最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)對(duì)本文所提方案加以驗(yàn)證和分析。

1 凸極式無(wú)刷直流電機(jī)的數(shù)學(xué)模型及MTPA控制策略分析

由于無(wú)刷直流電機(jī)內(nèi)部的氣隙磁密不是理想正弦型，導(dǎo)致其轉(zhuǎn)子磁鏈等折算到定子側(cè)d-q軸無(wú)法完全解耦，難以直接通過(guò)傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向進(jìn)行矢量控制。本文的電機(jī)數(shù)學(xué)模型需要結(jié)合靜止坐標(biāo)系進(jìn)行分析。

1.1 靜止坐標(biāo)系下的電機(jī)模型及MTPA狀態(tài)轉(zhuǎn)矩角計(jì)算

三相同步電機(jī)的定子側(cè)電壓矢量可以表示為

us=uα+uβ=2(ua+ub+uc)/3。

其在α-β軸的方程為

(1)

(2)

式中：e為電機(jī)反電勢(shì)矢量的幅值，eα、eβ為其在α-β軸分量；θemf為反電勢(shì)矢量與α軸的夾角，也即q軸和α軸的夾角，滿足θemf=θr+π/2，矢量關(guān)系如圖1所示。ec在靜止坐標(biāo)系的分量可以表示為

圖1 IPM-BLDCM坐標(biāo)圖Fig.1 IPM-BLDCM coordinate diagram

ecα=eccosθemf=-ecsinθr,ecβ=

ecsinθemf=eccosθr。

(3)

根據(jù)電機(jī)統(tǒng)一理論及機(jī)電能量轉(zhuǎn)換關(guān)系[9-10]，電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中輸出的瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩為：

(4)

Ec,αβ=Le,αβ+ec,αβ。

(5)

式中Le在α-β軸的分量為：

(6)

(A1+A2)|is|+|ec|cosβ=0。

(7)

式中：A1=sin2θiD(Lβ-Lα)/2,A2=cos2θiDLαβ；θi為電流矢量is與α軸的夾角；β=θi-θr為電流矢量的轉(zhuǎn)矩角，也即is與d軸的夾角。根據(jù)式(7)可得MTPA狀態(tài)下轉(zhuǎn)矩角的參考值為

(8)

式中LΔ-=(Lβ-Lα)/2cos2θr。

1.2 基于機(jī)電能量轉(zhuǎn)換原理的電機(jī)模型分析

理論上將式(4)中的Xe參考值置零可以消除無(wú)功損耗[9-10]，這種情況下瞬時(shí)電流矢量可以表示為

(9)

(10)

LΔ|is|cos2(ξ+δ)=eccos(ξ+δ)。

(11)

(12)

圖2 2種MTPA狀態(tài)下的矢量關(guān)系Fig.2 Vector relation of two MTPA states

由于Ec和is無(wú)法完全解耦，導(dǎo)致運(yùn)行過(guò)程中其相位變化存在不確定性，因此，實(shí)際控制過(guò)程中理想的近似MTPA狀態(tài)是否存在需要驗(yàn)證。如果Ec和is的相位永遠(yuǎn)無(wú)法相同，或者在運(yùn)行過(guò)程中計(jì)算出的轉(zhuǎn)矩角ξ*超出函數(shù)域有效范圍，則理想情況下的近似MTPA狀態(tài)便不存在。在1.3節(jié)中，將對(duì)近似MTPA狀態(tài)的存在性及有效性進(jìn)行分析證明。

1.3 動(dòng)態(tài)過(guò)程中的近似MTPA轉(zhuǎn)矩角存在性分析

圖3 不同狀態(tài)下和能量轉(zhuǎn)換相關(guān)的矢量關(guān)系Fig.3 Relationship of vectors related to energy conversion in different states

圖3(a)中，is在Ec方向和q軸的投影分量分別為iE=iscosθ2、isq=iscosθ1。電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩可以表示為

(13)

(14)

式中：iA為is在A軸方向的投影；γ=β*-ξ*。將常規(guī)轉(zhuǎn)矩方程與式(13)中計(jì)算得到的公式聯(lián)立可得

|Ec|cosθ2=[-2LΔisd+|ec|]cosθ1。

(15)

圖3(b)為理想近似MTPA狀態(tài)下的矢量關(guān)系示意圖，結(jié)合式(15)可知這種情況下滿足

|Ec|=[-2LΔisd+|ec|]cosδ。

(16)

(17)

圖4為負(fù)載3 N·m和6 N·m時(shí)MTPA狀態(tài)的定子電流幅值，可以看出相同負(fù)載條件下2種狀態(tài)的電流幅值幾乎相等，這說(shuō)明對(duì)應(yīng)的β*和ξ*偏差較小。在工程應(yīng)用中有時(shí)會(huì)出現(xiàn)短期的過(guò)載運(yùn)行(一般小于3倍過(guò)載)，由于實(shí)際MTPA狀態(tài)下的|isd|更大，因此在高速重載運(yùn)行時(shí)其轉(zhuǎn)矩控制效果更佳，調(diào)速范圍也更寬。

圖4 不同負(fù)載條件下近似和實(shí)際MTPA狀態(tài)的電流幅值Fig.4 Current amplitudes of approximate and real MTPA states under various load conditions

從式(14)中可以看出通過(guò)Ec或is定向的坐標(biāo)變換，2種模式下的電機(jī)轉(zhuǎn)矩都可以和對(duì)應(yīng)的電流相關(guān)，這樣就可以更為直接地進(jìn)行轉(zhuǎn)矩控制。根據(jù)式(5)可知Ec主要包含LΔ和ec,αβ2組電機(jī)參數(shù)，以及理想狀態(tài)下的電流矢量，因此在電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中需要實(shí)時(shí)獲取這些參數(shù)。

2 可變電機(jī)參數(shù)的等效辨識(shí)方案

2.1 復(fù)雜電機(jī)參數(shù)對(duì)電磁轉(zhuǎn)矩控制的影響

常規(guī)模型中，實(shí)際MTPA狀態(tài)下的電機(jī)參數(shù)和電流，滿足如下關(guān)系[9,23-25]

(18)

式中：iT=isdMTPA/isqMTPA。isdMTPA和isqMTPA分別為電機(jī)運(yùn)行在MTPA狀態(tài)下的d-q軸最優(yōu)電流分量;M=|ec|/2LΔ為電機(jī)組合參數(shù)項(xiàng)。考慮到凸極式電機(jī)驅(qū)動(dòng)過(guò)程中isd/isq<0，為了使電機(jī)狀態(tài)方程更直觀，重新定義iT=-isdMTPA/isqMTPA,則MTPA狀態(tài)下的轉(zhuǎn)矩方程[24]為

(19)

如果瞬時(shí)值|ec|已知，以iT為自變量，則轉(zhuǎn)矩Te和iT滿足正相關(guān)關(guān)系，且該方程具有奇函數(shù)性質(zhì)。這意味著在閉環(huán)控制中iT的大小可以反映負(fù)載轉(zhuǎn)矩的實(shí)際變化情況，也即速度外環(huán)的PI輸出與iT具有對(duì)應(yīng)關(guān)系。一旦獲取到實(shí)時(shí)M和iT的數(shù)值，那么對(duì)應(yīng)的最優(yōu)電流幅值及相位關(guān)系也可以同時(shí)計(jì)算出，反之亦然。該等效關(guān)系可以避免計(jì)算中存在式(8)和式(12)的開方等復(fù)雜運(yùn)算。實(shí)際電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中由于|ec|會(huì)隨著轉(zhuǎn)子位置的變化而變化，因此對(duì)于凸極式無(wú)刷直流電機(jī)而言，其在穩(wěn)定MTPA狀態(tài)下的電流轉(zhuǎn)矩角并非理想固定，而是會(huì)出現(xiàn)周期性波動(dòng)，電流值也會(huì)存在波動(dòng)。此外，不同結(jié)構(gòu)的電機(jī)在控制效果上也會(huì)存在差異。

考慮交叉耦合效應(yīng)和定子電流對(duì)電機(jī)參數(shù)(不對(duì)稱電感項(xiàng)及轉(zhuǎn)子磁鏈項(xiàng))的影響，文獻(xiàn)[23]對(duì)電機(jī)在MTPA狀態(tài)下的約束條件進(jìn)行了分析。電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中MTPA電流軌跡不僅取決于常規(guī)參數(shù)，而且也受寄生耦合項(xiàng)及參數(shù)相對(duì)于電流的偏導(dǎo)項(xiàng)的影響。單獨(dú)對(duì)每個(gè)電機(jī)參數(shù)進(jìn)行辨識(shí)計(jì)算的過(guò)程較為繁瑣，需要通過(guò)實(shí)際的預(yù)測(cè)量實(shí)驗(yàn)來(lái)獲取部分精確數(shù)值進(jìn)行記錄，作為后續(xù)電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中通過(guò)等效關(guān)系快速辨識(shí)其他數(shù)值的依據(jù)。

2.2 簡(jiǎn)化的電機(jī)參數(shù)等效辨識(shí)方案

(20)

由于具有對(duì)外部擾動(dòng)不敏感，以及動(dòng)態(tài)性能好等優(yōu)勢(shì)，滑模觀測(cè)器廣泛應(yīng)用于電機(jī)控制[21-22]。因其參數(shù)魯棒性較強(qiáng)，對(duì)凸極性較低的電機(jī)而言，隱極式電機(jī)的滑模狀態(tài)方程可以沿用,但不適用于凸極性較高的電機(jī)。結(jié)合式(1)～式(3)及凸極式電機(jī)擴(kuò)展反電勢(shì)的計(jì)算方案[21]可得

(21)

(22)

對(duì)于反電勢(shì)平頂部分較大的電機(jī)或?qū)刂凭纫髧?yán)格的場(chǎng)合，也可以通過(guò)預(yù)測(cè)量實(shí)驗(yàn)來(lái)直接獲取|ec|數(shù)值并存儲(chǔ)在芯片中，但是要考慮溫度對(duì)永磁體磁鏈的影響[18]。盡管隨溫升等變化永磁體磁鏈會(huì)變化，將導(dǎo)致|ec|值跟著改變而產(chǎn)生控制偏差，不過(guò)在工程應(yīng)用中是可以接受的[9]。

圖4結(jié)果表明，2種MTPA模式下的電流幅值偏差很小，為了簡(jiǎn)化式(8)和式(12)中的計(jì)算，可以將等效辨識(shí)獲得的Ec用于近似MTPA模式下的坐標(biāo)運(yùn)算。圖5所示為簡(jiǎn)化的電機(jī)可變參數(shù)等效辨識(shí)方案，可以快速獲取數(shù)值并降低運(yùn)行過(guò)程中復(fù)雜參數(shù)及環(huán)境因素對(duì)于運(yùn)動(dòng)控制精度的影響，避免了對(duì)離線參數(shù)的過(guò)度依賴而導(dǎo)致無(wú)法與受溫升、磁路飽和等影響而變化的實(shí)際參數(shù)相匹配的弊端。經(jīng)過(guò)等效辨識(shí)方案獲得的參數(shù)可直接應(yīng)用于電機(jī)的復(fù)合矢量控制方案。

圖5 簡(jiǎn)化的電機(jī)可變參數(shù)等效辨識(shí)機(jī)制Fig.5 A simplified equivalent identification scheme for motor variable parameters

3 最優(yōu)分配的復(fù)合矢量控制方案

通過(guò)等效辨識(shí)方案獲取相關(guān)參數(shù)之后，需要通過(guò)全速范圍調(diào)節(jié)的復(fù)合矢量控制方案來(lái)有效控制電機(jī)。式(14)中近似MTPA模式下的轉(zhuǎn)矩方程中的交流量較少也較為直觀，這意味著在閉環(huán)控制中可以獲得更高的控制精度及響應(yīng)速度。結(jié)合前面的分析，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在中低速區(qū)或輕載條件下時(shí)通過(guò)近似MTPA模式控制，可以保證在簡(jiǎn)化計(jì)算及提高閉環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)的同時(shí)輸出較高的電磁轉(zhuǎn)矩并實(shí)現(xiàn)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制；在高速區(qū)或應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)電機(jī)轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速要求較高時(shí)切換到實(shí)際MTPA模式進(jìn)行控制，計(jì)算步驟會(huì)增加，但是可以保證電機(jī)運(yùn)行在更寬的調(diào)速范圍和輸出轉(zhuǎn)矩范圍。

中低速區(qū)運(yùn)行在近似MTPA模式，從式(14)中可以看出電機(jī)轉(zhuǎn)矩公式中包含隨轉(zhuǎn)子位置變化的交流量|Ec|，因此對(duì)于給定的輸出轉(zhuǎn)矩，iA并不是一個(gè)常量，這也會(huì)導(dǎo)致閉環(huán)控制中電流跟蹤性能的下降，且對(duì)轉(zhuǎn)矩控制產(chǎn)生影響。所以變換矩陣中需要將交流量|Ec|也考慮在內(nèi)，這樣經(jīng)過(guò)變換后在新的坐標(biāo)系下就可以對(duì)和轉(zhuǎn)矩直接相關(guān)的電流進(jìn)行控制[9]。簡(jiǎn)化后的坐標(biāo)變換矩陣及其逆矩陣分別為

(23)

高速區(qū)則切換到實(shí)際MTPA模式，結(jié)合上述分析，該模式下對(duì)應(yīng)的改進(jìn)型變換矩陣及其逆矩陣為

(24)

圖6所示為電機(jī)復(fù)合矢量控制方案框圖，以保證在不同速度段及負(fù)載條件下匹配到合適的控制方案。通過(guò)引入等效辨識(shí)策略，近似和實(shí)際MTPA模式都可以通過(guò)部分實(shí)測(cè)的數(shù)據(jù)來(lái)重構(gòu)電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中的完整參數(shù)曲線，避免了單純依賴初始離線參數(shù)的數(shù)學(xué)計(jì)算所帶來(lái)的誤差，從而實(shí)現(xiàn)了考慮不確定性因素在內(nèi)的凸極式電機(jī)寬轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩范圍的矢量控制。

圖6 復(fù)合矢量控制方案框圖Fig.6 Block diagram of the compound vector control scheme

4 實(shí)驗(yàn)分析

用于測(cè)試本文所提策略的實(shí)驗(yàn)裝置如圖7中所示。微處理器采用主頻為72 MHz的ST芯片，控制頻率為16 KHz。實(shí)驗(yàn)結(jié)果由PC上位機(jī)及數(shù)字示波器記錄，負(fù)載由對(duì)拖PMSM提供。為了對(duì)控制方案進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)將從穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能2個(gè)方面入手，對(duì)采用常規(guī)矢量控制方案(下簡(jiǎn)稱比較方案1)、基于GSRF的矢量控制方案[9-10](下簡(jiǎn)稱比較方案2)以及本文所提方案進(jìn)行對(duì)比試驗(yàn)分析。實(shí)驗(yàn)電機(jī)參數(shù)如表1所示。

圖7 實(shí)驗(yàn)裝置圖Fig.7 Experimental setup

表1 電機(jī)參數(shù)Table 1 Parameters of motor

4.1 矢量控制方案的穩(wěn)態(tài)性能分析

實(shí)驗(yàn)中分別將電機(jī)的給定轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩設(shè)定為1 000/3 000 r/min及2/7 N·m，不同控制方案對(duì)應(yīng)的定子電流幅值及電磁轉(zhuǎn)矩波形如圖8所示?？梢钥闯鲈诓煌D(zhuǎn)速區(qū)間的相同負(fù)載條件下，本文所提方案的定子電流幅值低于另外2種方案，這說(shuō)明在相同定子電流幅值情況下可以輸出最大的電磁轉(zhuǎn)矩。從圖中的穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩波形也可以看出復(fù)合矢量控制方案的電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)要小于另外2種，這表明通過(guò)適當(dāng)?shù)淖鴺?biāo)變換后可以提取出電機(jī)定子電流中的轉(zhuǎn)矩分量，并通過(guò)閉環(huán)矢量控制有效抑制凸極式電機(jī)的換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。需要說(shuō)明的是文獻(xiàn)[9-10]都是基于GSRF(generalied synchronous reference frame)來(lái)進(jìn)行電機(jī)矢量控制，文獻(xiàn)[9]中改進(jìn)的GSRF矢量控制策略，在動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性及轉(zhuǎn)矩控制精度等方面明顯優(yōu)于文獻(xiàn)[10]中的方案，但由于未考慮電流和機(jī)電能量轉(zhuǎn)換矢量之間的耦合性，因此單純依靠采樣瞬時(shí)電流值進(jìn)行變換矩陣的計(jì)算會(huì)存在偏差，無(wú)法定位到給定負(fù)載下的最小電流參考值。

圖8 不同轉(zhuǎn)速及負(fù)載條件下3種矢量控制方案的定子電流幅值及電磁轉(zhuǎn)矩波形Fig.8 Stator current amplitudes and torque waveforms of three control schemes under different speeds and loads

4.2 矢量控制方案的動(dòng)態(tài)性能分析

為了驗(yàn)證所提方案的動(dòng)態(tài)性能，首先通過(guò)3-7-3 N·m的階躍負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)進(jìn)行測(cè)試，將比較方案2[10]及本文所提方案在相同工作環(huán)境下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，電流響應(yīng)結(jié)果如圖9中所示。圖中箭頭所指即為不同負(fù)載條件下的MTPA電流值。從圖9(b)可以看出，在階躍負(fù)載擾動(dòng)過(guò)程中，系統(tǒng)可以從初始MTPA狀態(tài)調(diào)整到與突變負(fù)載對(duì)應(yīng)的MTPA狀態(tài)，且調(diào)整后系統(tǒng)狀態(tài)平穩(wěn)。因此，所提方案顯示出良好的動(dòng)態(tài)性能和對(duì)外界擾動(dòng)較強(qiáng)的魯棒性。與所提方案相比，基于GSRF的控制方案[10]的電流與理想MTPA狀態(tài)的電流存在偏差，如圖9(a)所示。

圖9 不同方案在階躍負(fù)載擾動(dòng)為3-7-3 N·m時(shí)的電流響應(yīng)Fig.9 Current response results of different schemes with step load disturbance 3-7-3 N·m

當(dāng)給定轉(zhuǎn)矩突變時(shí)，如圖10所示，所提方案的輸出轉(zhuǎn)矩可以快速跟蹤其給定值，這是因?yàn)樵摲桨缚梢詫㈦姍C(jī)電流中的轉(zhuǎn)矩分量直接提取出來(lái)并加以控制，因此實(shí)現(xiàn)了輸出轉(zhuǎn)矩的快速響應(yīng)。圖11所示為所提方案通過(guò)逆變器注入到電機(jī)繞組中的三相電流波形。與兩相饋電方波電流不同，該方案可以根據(jù)電機(jī)實(shí)際情況注入含有一定諧波分量的近似正弦相電流以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩控制，從而將抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的有效諧波分量注入到電機(jī)中。因此，所提方案增強(qiáng)了電機(jī)轉(zhuǎn)矩的穩(wěn)態(tài)控制性能及動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。

圖10 不同方案在階躍負(fù)載為3～6 N·m的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)Fig.10 Torque waveforms of various schemes with step reference torque from 3 to 6 N·m

圖11 所提方案的三相電流波形Fig.11 Three-phase currents waveforms of the test motor with the proposed scheme

5 結(jié) 論

本文基于機(jī)電能量轉(zhuǎn)換理論及運(yùn)動(dòng)控制中的矢量分析，并通過(guò)簡(jiǎn)化的可變參數(shù)等效辨識(shí)機(jī)制來(lái)實(shí)時(shí)獲取電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中的實(shí)時(shí)參數(shù)，提出了一種可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的MTPA軌跡追蹤及換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制的全速段復(fù)合矢量控制策略。該策略在減少運(yùn)算量的同時(shí)避免了傳統(tǒng)電機(jī)離線參數(shù)建模時(shí)難以考慮復(fù)雜參數(shù)項(xiàng)的問(wèn)題，提升了電機(jī)的控制精度。為有效控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩并提高閉環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)，同時(shí)滿足電機(jī)較寬調(diào)速范圍的性能要求，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在中低速區(qū)間時(shí)通過(guò)近似MTPA模式來(lái)簡(jiǎn)化計(jì)算并實(shí)現(xiàn)較大電磁轉(zhuǎn)矩輸出，在高速區(qū)則切換到實(shí)際MTPA模式以進(jìn)行高轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩的運(yùn)動(dòng)控制。實(shí)驗(yàn)證明通過(guò)合適的坐標(biāo)變換可以將電機(jī)定子電流中的轉(zhuǎn)矩分量直接提取出來(lái)，從而達(dá)到像常規(guī)永磁同步電機(jī)矢量控制那樣實(shí)用性強(qiáng)的效果。將不對(duì)稱電感產(chǎn)生的磁阻轉(zhuǎn)矩項(xiàng)置零，則該控制方案同樣適用于隱極式同步電機(jī)的最大輸出轉(zhuǎn)矩控制。