葉滿園， 陳樂， 康力璇

(華東交通大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院， 南昌 330013)

0 引 言

在高壓調(diào)速，高壓直流輸電以及交流柔性直流輸電等領(lǐng)域中，多電平逆變器得到了越來越多的普及與應(yīng)用[1]。在常規(guī)多電平逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，文獻(xiàn)[2]提出了一種通用的多電平混合拓?fù)?，統(tǒng)一了多電平逆變器拓?fù)涞难芯?。其中CHB型逆變器因其具有輸出電壓波形質(zhì)量好、控制簡單、易于模塊化設(shè)計等優(yōu)點而得到廣泛應(yīng)用[3-4]。文獻(xiàn)[4]提出的應(yīng)用于CHB型并網(wǎng)逆變器的混合PWM調(diào)制技術(shù)，可以降低開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗。

CHB型逆變器的調(diào)制技術(shù)是輸出優(yōu)質(zhì)多電平的關(guān)鍵環(huán)節(jié)[5-6]，文獻(xiàn)[6]針對直流側(cè)電壓比為1:2的CHB型逆變器，提出一種基于 (in-phase disposition，IPD-PWM) 技術(shù)的倍頻調(diào)制方法，解決傳統(tǒng)混合調(diào)制技術(shù)固有的功率倒灌問題，并保證逆變器輸出電壓具有良好的諧波特性。CPS-PWM技術(shù)能實現(xiàn)各級聯(lián)單元功率均衡[7-8]，但uAB在低調(diào)制度時諧波性能較差；而IPD-PWM時uAB的諧波含量低，但無法實現(xiàn)功率均衡[9-10]。文獻(xiàn)[9]提出的一種改進(jìn)混合PWM調(diào)制技術(shù)，能實現(xiàn)級聯(lián)單元間輸出功率均衡，但輸出線電壓諧波含量在整個調(diào)制度范圍內(nèi)都不是最低的。雖然上述這幾種調(diào)制技術(shù)各具特色，但都存在直流電壓利用率較低的問題，這對CHB中的直流側(cè)電壓源來說是一種極大的損失[11]。

為了解決上述技術(shù)存在的直流電壓利用率較低問題，進(jìn)行了以下的分析。文獻(xiàn)[12]提出了一種載波移相梯形波脈寬調(diào)制(carrier phase shifting trapezoidal pulse width modulation，CPS-TPWM)技術(shù)，該技術(shù)通過分析三角化率與諧波特性的聯(lián)系，應(yīng)用于CHB逆變器之中，大幅度提升了直流側(cè)電壓利用率，但這種技術(shù)給輸出相電壓引入了除3的倍數(shù)次諧波以外的低次諧波，且這些諧波成分不能在線電壓中相互抵消；文獻(xiàn)[13]提出了一種開關(guān)頻率優(yōu)化調(diào)制技術(shù)(SFO-PWM)，該技術(shù)是通過在載波互換的方式上，將零序分量引入調(diào)制波，使得逆變器輸出電壓的諧波性能優(yōu)于IPD-PWM技術(shù)，且大大提升了直流側(cè)電壓的利用率，但是該技術(shù)并沒有解決各級聯(lián)功率均衡的問題；文獻(xiàn)[14]比較研究了三次諧波注入到正弦波、線電壓控制的三相SPWM技術(shù)以及SVPWM技術(shù)。這3種調(diào)制技術(shù)目的為了提升直流側(cè)電壓利用率，但線電壓控制的三相SPWM技術(shù)和注入法只適用于三相控制系統(tǒng)，空間矢量控制技術(shù)應(yīng)用于五電平以上的多電平逆變器時，它的控制算法過于復(fù)雜。

針對CPS-PWM和IPD-PWM調(diào)制技術(shù)存在直流電壓利用率較低的問題，本文首先簡略分析兩種調(diào)制技術(shù)的工作原理及其輸出電壓特性。然后，基于載波自由度，通過對CPS-PWM技術(shù)中的三角載波進(jìn)行重構(gòu)，提出一種改進(jìn)的CPS-PWM技術(shù)，該技術(shù)使輸出電壓具有較高的直流電壓利用率和低調(diào)制度時較好的諧波性能，并且能實現(xiàn)各級聯(lián)單元功率均衡。最后，以CHB五電平逆變器為例，進(jìn)行仿真和實驗的驗證。

1 CHB型逆變器及其調(diào)制技術(shù)

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

如圖1拓?fù)渌?，該結(jié)構(gòu)為CHB型五電平逆變器，其中CHB型各級聯(lián)單元的輸出電壓、相電壓以及輸出電流依次是uH1、uH2、uAN、io。且uH1=uH2，uAN=uH1+uH2。因此由CHB型逆變器的基本工作原理可知，該相電壓uAN包含±2Udc、±Udc、0共5種輸出電平。

圖1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure

1.2 兩種多載波PWM技術(shù)

CPS-PWM調(diào)制技術(shù)的原理如圖2所示，該原理通過對逆變器開關(guān)狀態(tài)的整合，可以實現(xiàn)各級聯(lián)單元間功率均衡的優(yōu)勢，CHB型五電平逆變器需要4個幅值、頻率相同，相位相差90°的三角載波，每個橋臂對應(yīng)一個三角載波。由圖2進(jìn)一步看出，2個H橋單元的輸出電壓uH1、uH2基本相同，并且各器件的開關(guān)頻率也相同，但uAB在低調(diào)制度時諧波性能較差。

圖2 CPS-PWM技術(shù)Fig.2 CPS-SPWM technology

IPD-PWM調(diào)制技術(shù)的原理如圖3所示， IPD-PWM調(diào)制需要4個幅值、頻率、相位相同的三角載波。2個H橋單元的輸出電壓uH1、uH2完全不同，且各器件開關(guān)頻率相差較大，雖然IPD-PWM時uAB的諧波含量低，但無法實現(xiàn)功率均衡。

圖3 IPD-PWM技術(shù)Fig.3 IPD-SPWM technology

2 基于載波自由度的改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)

2.1 改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)的載波構(gòu)成及調(diào)制原理

為了解決CPS-PWM和IPD-PWM調(diào)制技術(shù)所存在直流電壓利用率較低的問題，本文基于載波自由度，針對CHB型五電平逆變器，對CPS-PWM技術(shù)做以下改進(jìn)，新的載波構(gòu)成原理如圖4所示。由圖中CPS調(diào)制中一個三角載波的陰影，該原理將其拆分為8個部分，在這個過程中，陰影中1、4、5、8這4個部分用下圖1′、4′、5′、8′替換，第2、3、6、7這4個部分用下圖2′、3′、6′、7′替換，然后將這8個部分依次連接起來，這樣確保了載波重構(gòu)前后時間保持一致，因此CPS-PWM調(diào)制技術(shù)的一個改進(jìn)型周期的載波就被生成了。最后結(jié)合CPS-PWM技術(shù)的特點對該載波進(jìn)行移相，從而得到改進(jìn)的CPS-PWM技術(shù)應(yīng)用于CHB型五電平逆變器拓?fù)涞乃休d波，調(diào)制原理如圖5所示。

圖4 改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)的載波構(gòu)成示意圖Fig.4 Improved CPS-PWM technology carrier structure diagram

由圖5可見，改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)的實質(zhì)是將CPS-PWM技術(shù)中的三角形載波進(jìn)行改造，所以改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)保留了CPS-PWM技術(shù)下CHB型逆變器中各H橋單元間輸出功率均衡的優(yōu)勢。

圖5 改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)原理圖Fig.5 Improved CPS-PWM technology modulation principle

2.2 改進(jìn)CPS-PWM輸出電壓特性分析

CPS-PWM和改進(jìn)CPS-PWM調(diào)制技術(shù)的區(qū)別是載波發(fā)生了變化，當(dāng)CHB型逆變器分別采用這兩種調(diào)制技術(shù)時，其輸出電壓的諧波特性以及基波幅值也會發(fā)生改變。因此為了判斷其直流側(cè)電壓利用率的變化，該文首先以CHB型五電平逆變器為例，并通過對CPS-PWM以及IPD-PWM時輸出電壓uAN的諧波分析可得，這兩種策略的輸出電壓uAN的基波表達(dá)式相等[15]，因此只需將CPS-PWM與改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在輸出電壓基波幅值方面比較即可，由CPS-PWM技術(shù)中uAN的基波關(guān)系式得

uAN=2mUdcsin(ωst)。

(1)

因為CHB逆變器的輸出電壓uAN等于各H橋單元uH1、uH2的級聯(lián)相加，因此，以單個級聯(lián)H單元為例來分析CHB逆變器采用改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)時輸出電壓基波幅值相比于采用CPS-PWM技術(shù)時的變化情況，且在單個載波周期范圍內(nèi)，正弦調(diào)制波vref可以認(rèn)定為一個恒定的常數(shù)。一個級聯(lián)H單元采用CPS-PWM和改進(jìn)CPS-PWM調(diào)制技術(shù)，在調(diào)制度0

圖6 CPS-PWM的單載波周期輸出電壓(0

圖7 改進(jìn)CPS-PWM的單載波周期輸出電壓(0

圖8 CPS-PWM的單載波周期輸出電壓(0.5

圖9 改進(jìn)CPS-PWM的單載波周期輸出電壓0.5

假設(shè)正弦調(diào)制波vref為

vref=msin(ωst)。

(2)

1)當(dāng)CPS-PWM技術(shù)在調(diào)制度0

(3)

(4)

當(dāng)改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在調(diào)制度0

ton=2(t1+t2+t3)=

(5)

(6)

2)當(dāng)CPS-PWM技術(shù)在調(diào)制度0.5

(7)

(8)

當(dāng)改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在調(diào)制度0.5

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

由式(1)、式(2)、式(11)可得，當(dāng)CPS-PWM技術(shù)在正半周期內(nèi)應(yīng)用于CHB型逆變器時，逆變器輸出電壓載波周期平均值等于期望輸出電壓的瞬時值，該情況在負(fù)半周期同理。因此，改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)輸出電壓也是如此。

由式(13)可得，CHB逆變器在改進(jìn)CPS-PWM調(diào)制技術(shù)下，即在調(diào)制度0

根據(jù)式(12)可知，改進(jìn)CPS-PWM調(diào)制技術(shù)在0

3 仿真分析

下面通過仿真來分析驗證CHB型五電平逆變器采用改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)時輸出電壓相比于CPS-PWM技術(shù)所具有的優(yōu)勢。仿真參數(shù)為：直流側(cè)輸入電壓Udc=100 V；負(fù)載電阻R=20 Ω；基波頻率fs=50 Hz；載波頻率fc=1 000 Hz；調(diào)制度m=0.9。

圖10為CHB型五電平逆變器采用改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)時各級聯(lián)單元輸出電壓uH1、uH2，逆變器輸出電壓uAN的仿真波形。由圖可見，uH1、uH2幾乎完全相同，逆變器輸出電壓uAN為五電平PWM波形。

圖10 逆變器uH1、uH2和uAN的仿真圖Fig.10 Simulation diagram of inverter uH1,uH2and uAN

圖11、圖12分別為調(diào)制度m=0.3、m=0.9時，逆變器在改進(jìn)CPS-PWM和CPS-PWM調(diào)制技術(shù)下，輸出電壓的仿真頻譜圖。由圖對比可知，在m=0.3時，改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在應(yīng)用于五電平逆變器時，其輸出電壓的THD值小于在CPS-PWM技術(shù)下的THD值，擁有較好的輸出波形質(zhì)量；而在高調(diào)制度m=0.9時，改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在應(yīng)用于五電平逆變器時，其輸出電壓的THD值近似等于CPS-PWM技術(shù)下輸出電壓的THD值。在2種調(diào)制度下，2種調(diào)制技術(shù)的輸出電壓諧波分布也相似，并且電壓的頻譜最主要都分布在4fc處。

圖11 調(diào)制度m=0.3時2種技術(shù)下輸出電壓頻譜Fig.11 Output voltage spectrum under two techniques when modulation degree m=0.3

圖12 調(diào)制度m=0.9時2種技術(shù)下輸出電壓頻譜Fig.12 Output voltage spectrum under two techniques when modulation degree m=0.9

圖13為CHB型五電平逆變器采用CPS-PWM、IPD-PWM和改進(jìn)CPS-PWM這3種調(diào)制技術(shù)時輸出電壓THD值隨調(diào)制度變化的曲線。由圖可見，在調(diào)制度0

圖13 3種技術(shù)下THD與調(diào)制度的關(guān)系Fig.13 Relationship between THD and modulation

圖14為CHB型五電平逆變器采用3種不同PWM技術(shù)下的輸出電壓基波幅值大小隨調(diào)制度變化的曲線。由圖可見，在整個調(diào)制度m與輸出電壓uAN基波幅值范圍內(nèi)，改進(jìn)CPS-PWM在3種不同PWM技術(shù)中都擁有更高的基波幅值，這與前面的理論分析是相吻合的。仿真過程中，當(dāng)m=1時，CPS-PWM和IPD-PWM技術(shù)輸出電壓uAN的基波幅值是200 V，該技術(shù)直流側(cè)電壓利用率為1，而改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)輸出電壓uAN的基波幅值為214.3 V，其直流電壓利用率約是1.07，可見提高了直流側(cè)電壓利用率。

圖14 3種技術(shù)下uAN的基波幅值與調(diào)制度的關(guān)系Fig.14 Relationship between fundamental amplitude and modulation of uAN under three kinds of technologies

圖15為改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)在不同調(diào)制度下H1和H2單元輸出的瞬時功率，可見改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)和CPS-PWM一樣，基本能夠?qū)崿F(xiàn)各級聯(lián)型單元間輸出功率均衡。

圖15 H1單元與H2單元在不同調(diào)制度下輸出功率比較Fig.15 Comparison of output power between H1 unit and H2 unit

4 實 驗

為了驗證本文所提出的基于載波自由度的改進(jìn)載波移相PWM技術(shù)的可行性及正確性，搭建了如圖16所示的CHB型五電平逆變器實驗平臺。實驗平臺采用DSP進(jìn)行控制，TX-KP101作為驅(qū)動，開關(guān)管選擇IGBT IXGH12N60BD1。實驗參數(shù)為：直流側(cè)輸入電壓均為100 V；調(diào)制度m=0.9；載波頻率為fc=1 000 Hz；基波頻率fs=50 Hz；濾波電感L=4 mH；負(fù)載電阻R=20 Ω。

圖16 實驗平臺Fig.16 Experimental platform

圖17為本文所提出的改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)應(yīng)用于五電平逆變器時，各H橋單元uH1、uH2和uAN的實驗波形。由圖可知，輸出電壓uAN為五電平PWM波形，實驗波形與仿真相同。

圖17 逆變器uH1、uH2和uAN的實驗圖Fig.17 Experimental diagram of inverter uH1,uH2 and uAN

圖18、圖19分別為m=0.3、m=0.9時，逆變器在改進(jìn)CPS-PWM和CPS-PWM技術(shù)下，uAN在五電平逆變器下的實驗頻譜圖。CPS-PWM技術(shù)的載波頻率也設(shè)置為1 000 Hz。通過對比可知，2種技術(shù)下uAN的諧波分布基本相同，頻譜最主要都分布在4fc處，且在改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)下輸出電壓的基波幅值明顯高于CPS-PWM技術(shù)下的基波幅值。在低調(diào)制度m=0.3時，在改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)下，輸出電壓的最低次諧波群的諧波幅值明顯低于CPS-PWM技術(shù)下的最低次諧波群的諧波幅值。

圖18 2種技術(shù)下uAN頻譜(m=0.3)Fig.18 uAN spectrum under two technologies(m=0.3)

圖19 2種技術(shù)下uAN頻譜(m=0.9)Fig.19 uAN spectrum under two technologies(m=0.9)

圖20為uH1、uH2輸出瞬時功率的實驗波形。uH1、uH2單元輸出的平均功率分別為PH1=490.1 W、PH2=491.7 W，顯然，各級聯(lián)單元輸出功率基本相等，因此改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)保留了CPS-PWM技術(shù)能實現(xiàn)各H橋單元功率均衡的優(yōu)勢。

圖20 uH1、uH2的輸出功率Fig.20 Output power of uH1、uH2

5 結(jié) 論

本文在分析CPS-PWM與IPD-PWM技術(shù)基礎(chǔ)上提出了一種改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)，以CHB型五電平逆變器為例，對所提出的理論進(jìn)行了分析和驗證：

1)低調(diào)制度時，在改進(jìn)CPS-PWM調(diào)制技術(shù)下逆變器輸出電壓的諧波性能優(yōu)于CPS-PWM和IPD-PWM技術(shù)，在全調(diào)制度范圍內(nèi)，輸出電壓基波幅值高于后兩者，能使直流電壓利用率大于1。

2)改進(jìn)CPS-PWM和CPS-PWM技術(shù)一樣，能夠保證CHB型逆變器中各級聯(lián)單元間的輸出功率均衡，且能提高逆變器的等效開關(guān)頻率。