何圣仲，代東雷，周柬成

(西南交通大學(xué) 磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 電氣工程學(xué)院，成都 611756)

0 引 言

LLC諧振變換器由于高效率和高功率密度的特點(diǎn)，越來(lái)越受到相關(guān)領(lǐng)域研究者的關(guān)注。LLC諧振變換器是一種三元件諧振電路拓?fù)洌Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通(zero voltage switching,ZVS)和副邊二級(jí)管零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS)，在輕載條件下具有良好的電壓調(diào)節(jié)能力，有利于減少電磁干擾[1-3]。目前，對(duì)LLC諧振變換器的研究，主要集中于參數(shù)設(shè)計(jì)、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法及其應(yīng)用背景上[4-8]。

在新能源應(yīng)用領(lǐng)域，往往需要開(kāi)關(guān)變換器具有寬電壓增益范圍，因此，LLC諧振變換器也受到相關(guān)研究者的青睞。以新能源汽車充電裝置為例，它需要LLC諧振變換器具有較寬的輸出電壓范圍，以匹配動(dòng)力電池組的電壓[9]。為了擴(kuò)大開(kāi)關(guān)變換器的輸出電壓范圍，研究人員給出了各種各樣的解決方案[10-19]。文獻(xiàn)[10-12]采用混合控制策略，可將輸出電壓調(diào)節(jié)為標(biāo)稱輸出電壓的0～1.5倍。盡管所提出的控制方案在很寬的范圍內(nèi)控制輸出電壓，但是，實(shí)現(xiàn)起來(lái)很困難。文獻(xiàn)[13]通過(guò)電路設(shè)計(jì)優(yōu)化LLC變換器，使其實(shí)現(xiàn)寬輸出電壓。但是，一旦開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)離諧振回路的諧振頻率，由于存在與勵(lì)磁電感相關(guān)的大循環(huán)電流，變換器的效率會(huì)隨之降低。文獻(xiàn)[14]基于四倍壓整流器設(shè)計(jì)了一種脈寬調(diào)制LLC變換器，可以降低循環(huán)電流和導(dǎo)通損耗，但諧振電流的不對(duì)稱影響軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[15-16]通過(guò)控制雙向開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷，使電路工作于不同的模式，獲得了寬輸出電壓范圍。但諧振腔或變壓器結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[17-18]將副邊無(wú)源整流器改進(jìn)為半有源整流器，半有源整流器結(jié)構(gòu)的改變決定了電路工作模式的改變。但是半有源整流器帶來(lái)了額外的開(kāi)關(guān)損耗。文獻(xiàn)[19]在不同電路模式將改進(jìn)的原邊五開(kāi)關(guān)橋配置為不同的結(jié)構(gòu)，同樣實(shí)現(xiàn)了寬輸出電壓范圍。但是原邊開(kāi)關(guān)橋和諧振腔結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

為了在實(shí)現(xiàn)寬輸出電壓范圍的同時(shí)使電路具有良好的性能，本文在文獻(xiàn)[14]的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種多模式變頻(multi-mode variable frequency,MMVF)寬輸出LLC變換器(MMVF-LLC)，結(jié)合變頻控制，可以實(shí)現(xiàn)50～430 V的輸出電壓范圍，同時(shí)具有較窄的開(kāi)關(guān)頻率范圍。首先介紹了變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然后詳細(xì)分析了其工作原理和控制策略，并對(duì)直流增益、參數(shù)設(shè)計(jì)和副邊電壓應(yīng)力等電路特性進(jìn)行分析，最后在理論分析的基礎(chǔ)上制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

MMVF-LLC變換器如圖1所示，原邊諧振網(wǎng)絡(luò)為全橋結(jié)構(gòu)，副邊整流網(wǎng)絡(luò)為兩級(jí)倍壓結(jié)構(gòu)。S5和S6為雙向開(kāi)關(guān)，當(dāng)S5和S6處于不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，變換器將處于不同的工作模式。當(dāng)S5和S6均截止時(shí)，副邊電路工作于單倍壓整流器(voltage-single rectifier，VSR)模式；當(dāng)S5導(dǎo)通、S6截止時(shí)，副邊電路工作于二倍壓整流器(voltage-doubler rectifier，VDR)模式；當(dāng)S5和S6均導(dǎo)通時(shí)，副邊電路工作于四倍壓整流器(voltage-quadrupler rectifier，VQR)模式。通過(guò)控制S5和S6的導(dǎo)通與截止，可以控制電路工作于不同的模式，結(jié)合變頻控制，變換器可以得到較寬范圍的輸出電壓。另外，在同一工作模式下，副邊雙向開(kāi)關(guān)S5和S6工作在恒定導(dǎo)通或恒定截止?fàn)顟B(tài)，相應(yīng)的開(kāi)關(guān)損耗可以被忽略。

圖1 MMVF-LLC變換器Fig.1 MMVF-LLC converter

MMVF-LLC變換器采用變頻變模式控制，通過(guò)調(diào)節(jié)副邊兩個(gè)雙向開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷，可以分別使電路工作在VSR模式、VDR模式和VQR模式。為了確保原邊開(kāi)關(guān)管S1-S4實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，S1,4和S2,3的導(dǎo)通時(shí)間之間設(shè)置有死區(qū)時(shí)間tdead。通過(guò)合理地設(shè)計(jì)電路參數(shù)，可以使整個(gè)工作頻率范圍均小于諧振頻率fr，這樣可以同時(shí)保證原邊開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通和副邊二極管實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷，即在整個(gè)工作范圍內(nèi)原邊開(kāi)關(guān)管和副邊二極管都工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使變換器具有較高的效率。

當(dāng)副邊雙向開(kāi)關(guān)S5和S6保持截止，MMVF-LLC變換器工作于VSR模式，圖2為VSR模式的正、負(fù)半周電路。在正半周，原邊S1和S4導(dǎo)通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D2、D3、D5和D6導(dǎo)通，兩個(gè)電容橋臂(C1和C2、C3和C4)通過(guò)D5和D6并聯(lián)，副邊電路等效于普通橋式整流器。在負(fù)半周，原邊S2和S3導(dǎo)通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D1、D4、D5和D6導(dǎo)通，兩個(gè)電容橋臂(C1和C2、C3和C4)仍通過(guò)D5和D6并聯(lián)，副邊電路同樣等效于普通橋式整流器。由電路工作特點(diǎn)可知，此時(shí)輸出電壓為單倍壓。

圖2 VSR模式Fig.2 VSR mode

當(dāng)副邊雙向開(kāi)關(guān)S5導(dǎo)通、S6截止，MMVF-LLC變換器工作于VDR模式，圖3為VDR模式的正、負(fù)半周電路。在正半周，原邊S1和S4導(dǎo)通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D3、D5和D6導(dǎo)通，兩個(gè)電容橋臂(C1和C2、C3和C4)通過(guò)D5和D6并聯(lián)，副邊電路等效于二倍壓整流器。在負(fù)半周，原邊S2和S3導(dǎo)通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D4、D5和D6導(dǎo)通，兩個(gè)電容橋臂(C1和C2、C3和C4)仍通過(guò)D5和D6并聯(lián)，副邊電路同樣等效于二倍壓整流器。由電路工作特點(diǎn)可知，此時(shí)輸出電壓為二倍壓。

圖3 VDR模式Fig.3 VDR mode

當(dāng)副邊雙向開(kāi)關(guān)S5和S6保持導(dǎo)通，MMVF-LLC變換器工作于VQR模式，圖4為VQR模式的正、負(fù)半周電路。在正半周，原邊S1和S4導(dǎo)通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D3和D6導(dǎo)通，電容橋臂C1和C2起到電壓泵升作用，副邊電路等效于四倍壓整流器。在負(fù)半周，原邊S2和S3導(dǎo)通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D4和D5導(dǎo)通，電容橋臂C1和C2起到電壓泵升作用，副邊電路同樣等效于四倍壓整流器。由電路工作特點(diǎn)可知，此時(shí)輸出電壓為四倍壓。

圖4 VQR模式Fig.4 VQR mode

3.1 直流增益

用于分析LLC變換器的方法有很多，其中最為簡(jiǎn)單實(shí)用的是基波近似(fundamental harmonic approximation，F(xiàn)HA)方法。在諧振點(diǎn)處，諧振腔的輸入和輸出電壓都是方波，輸入和輸出電流都是正弦波。

根據(jù)工作原理，MMVF-LLC變換器可以工作在VSR、VDR和VQR三種工作模式，下面通過(guò)數(shù)學(xué)推導(dǎo)得到三種工作模式下的直流增益。

1)LLC電路的交流等效電路如圖5所示，Vp1和Ip1分別為變壓器原邊電壓和電流基波有效值，Vab1為逆變網(wǎng)絡(luò)輸出電壓基波有效值，Rac為副邊電阻等效到原邊的交流等效電阻。

圖5 交流等效電路Fig.5 AC equivalent circuit

當(dāng)MMVF-LLC變換器工作于VSR模式時(shí)，變壓器原邊電壓在正負(fù)半周分別為nVo和-nVo，電流為正弦波形且有效值為輸出電流Io，則

(1)

(2)

由式(1)和式(2)可得

(3)

逆變網(wǎng)絡(luò)輸出電壓在正負(fù)半周分別為Vin和-Vin，則

(4)

根據(jù)式(1)～式(4)可得

(5)

由式(5)看出，當(dāng)fn=1時(shí)，GVSR=1，這和工作原理分析一致。

2)同理可得VDR模式的交流等效電阻Rac和直流增益GVDR，分別為

(6)

(7)

由式(7)可以看出，當(dāng)fn=1時(shí)，GVDR=2，這和工作原理分析一致。

3)同理可得VQR模式的交流等效電阻Rac和直流增益GVQR，分別為

(8)

(9)

由式(9)可以看出，當(dāng)fn=1時(shí)，GVQR=4，這也與工作原理分析一致。

3.2 參數(shù)設(shè)計(jì)

設(shè)電路開(kāi)關(guān)頻率fs范圍為fmin～fmax，令fmax=fr，電路在整個(gè)工作過(guò)程中可以分別實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管和副邊二極管的ZVS開(kāi)通和ZCS關(guān)斷，這有利于提升電路效率。

根據(jù)寬輸出應(yīng)用的特點(diǎn)，電路主要參數(shù)為：輸入電壓Vin=400 V，輸出電壓范圍Vo=50～430 V，最大輸出電流Iomax=3 A，諧振頻率fr=100 kHz，fmin=65 kHz。

具體參數(shù)設(shè)計(jì)過(guò)程如下：

1)VSR模式諧振點(diǎn)處的電壓Vomin=50 V，則變壓器匝比為n=Vin/Vomin。

2)根據(jù)fmin選取合適的k和Q，使得某種電路模式的增益曲線滿足其增益要求。

3)計(jì)算特征阻抗Zr：

其中x表示式(3)、式(6)和式(8)中的系數(shù)，由步驟2)中的電路模式?jīng)Q定。計(jì)算出Zr后要驗(yàn)證其他電路模式的增益曲線是否滿足增益要求。多種電路模式中會(huì)有一種模式有更嚴(yán)格的增益要求，本文VQR模式滿足增益要求時(shí)，VSR模式和VDR模式也能滿足增益要求。

4)計(jì)算諧振參數(shù)：

事實(shí)上，當(dāng)LLC變換器工作于感性區(qū)域時(shí)，ZVS軟開(kāi)關(guān)是易于實(shí)現(xiàn)的。感性區(qū)域失去軟開(kāi)關(guān)時(shí)有兩種情況：

1)k值過(guò)大。此時(shí)fr與fm相差過(guò)大，導(dǎo)致在死區(qū)時(shí)間內(nèi)電流變化很快，出現(xiàn)在死區(qū)時(shí)間tdead內(nèi)電流過(guò)零的情況。選取合適的k值，可以避免這種情況。

2)諧振電流過(guò)小。此時(shí)諧振電流的值不足以滿足在死區(qū)時(shí)間內(nèi)給寄生電容完成充放電的要求，在柵極信號(hào)到來(lái)時(shí)，漏源極電壓仍未降到零。為了避免此種情況，Lm應(yīng)滿足

根據(jù)上述參數(shù)設(shè)計(jì)過(guò)程，可得到如表1所示的電路參數(shù)。

表1 電路參數(shù)Table 1 Circuit parameter

3.3 副邊電壓應(yīng)力

文獻(xiàn)[20]介紹了一種副邊電壓應(yīng)力最小化的LLC諧振變換器拓?fù)?，如圖6所示。該拓?fù)涓边叾O管的電壓應(yīng)力以及副邊電容的電壓應(yīng)力均為輸出電壓的一半。本文所提出的MMVF-LLC變換器副邊結(jié)構(gòu)與其類似，因此也具有副邊電壓應(yīng)力較小的優(yōu)點(diǎn)，這對(duì)寬輸出電壓范圍是十分有意義的。

圖6 副邊電壓應(yīng)力最小化拓?fù)銯ig.6 Topology with minimized secondary voltage stress

根據(jù)工作原理可知，當(dāng)MMVF-LLC變換器工作在VSR模式時(shí)，VC1+VC2=Vo，VC3+VC4=Vo，此時(shí)副邊電路等效于傳統(tǒng)的橋式整流器，可得VC1=VC2=VC3=VC4=Vo/2，另外兩種模式，電容和二極管的電壓應(yīng)力分析類似。

MMVF-LLC變換器副邊二極管以及副邊電容的電壓應(yīng)力如表2所示。從表中可以看出，相比傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，副邊電路元件應(yīng)力得到改善。新的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)降低了副邊二極管和副邊電容的電壓應(yīng)力，僅為輸出電壓的一半。

表2 副邊電壓應(yīng)力Table 2 Secondary voltage stress

根據(jù)表1所示的電路參數(shù)，MMVF-LLC變換器的增益曲線如圖7所示。

圖7 MMVF控制增益曲線Fig.7 Gain curves of MMVF control

從圖7中可以看出，在頻率變化過(guò)程中，通過(guò)控制副邊開(kāi)關(guān)管S5和S6的導(dǎo)通和截止，使電路在三種工作模式之間切換。定義GVSR,max、GVDR,max分別為VSR模式、VDR模式在工作頻率范圍內(nèi)的最高增益，GVDR,min、GVQR,min分別為VDR模式、VQR模式在工作頻率范圍內(nèi)的最低增益，則只要GVDR,min≤GVSR,max，GVQR,min≤GVDR,max，三種模式之間的電壓增益就是連續(xù)的，即電路在工作過(guò)程中可以實(shí)現(xiàn)模式切換。

具體控制策略如圖8所示?？刂齐娐愤壿嫹譃閮刹糠郑旱谝徊糠譃檩敵鲭妷簐o和輸出電壓參考值Vref的差值經(jīng)過(guò)PI補(bǔ)償器得到所需要的頻率，然后根據(jù)頻率得出原邊開(kāi)關(guān)管S1～S4的控制脈沖；第二部分為輸出電壓vo和三種模式切換的兩個(gè)電壓閾值Vth1=100 V、Vth2=200 V比較，從而確定副邊開(kāi)關(guān)管S5和S6的導(dǎo)通和截止情況。因此，電路通過(guò)采用多模式變頻控制可以得到寬范圍的輸出電壓。

圖8 控制電路邏輯Fig.8 Logic of control circuit

由于電路存在多種工作模式，所以需要對(duì)不同模式間的切換過(guò)程進(jìn)行設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[15-16,21]提出不同的多模式變頻控制LLC變換器，均涉及到不同模式間的切換過(guò)程。實(shí)現(xiàn)平滑切換過(guò)程的一般方法是通過(guò)在模式切換中加入過(guò)渡過(guò)程，從而避免了過(guò)大的輸出電壓變化。

參考文獻(xiàn)[21]提出的切換方法，使開(kāi)關(guān)頻率fs逐漸過(guò)渡到切換后的目標(biāo)頻率，并能保持輸出電壓的穩(wěn)定，即能實(shí)現(xiàn)不同工作模式的平滑切換。

在模式切換過(guò)程中，原邊開(kāi)關(guān)先被關(guān)閉一段短時(shí)間，以確保在新的開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始之前諧振電流歸零。然后，開(kāi)關(guān)頻率將從原來(lái)的低頻跳到高于諧振頻率的位置，以避免浪涌電流的產(chǎn)生，最后使開(kāi)關(guān)頻率變?yōu)榉€(wěn)態(tài)頻率。上述切換方法在保證電壓波動(dòng)較小的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了不同模式間的切換，即實(shí)現(xiàn)了不同電路模式間的平滑切換。

根據(jù)上述理論分析過(guò)程，選擇如表1所示的實(shí)驗(yàn)參數(shù)。具體器件選型如表3所示。

表3 器件型號(hào)Table 3 Device model

開(kāi)關(guān)頻率變化范圍為65～100 kHz，電路諧振頻率為100 kHz。VSR模式的電壓范圍為50～100 V，VDR模式的電壓范圍為100～200 V，VQR模式的電壓范圍為200～430 V。閾值電壓分別為Vth1=100 V，Vth2=200 V。由于最大開(kāi)關(guān)頻率為諧振頻率，電路可以分別實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS開(kāi)通和副邊二極管的ZCS關(guān)斷。電路仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12～圖17所示。

圖9為VSR模式Vo=50 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。此時(shí)電路輸出功率為150 W，電路處于輕載狀態(tài)，所以諧振電流iLr不是完全的正弦波形。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，原邊開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，副邊二極管實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷。

圖9 VSR模式實(shí)驗(yàn)波形(50 V,3 A)Fig.9 Experimental waveforms of VSR mode(50 V,3 A)

圖10為VSR模式Vo=100 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。同樣地，實(shí)驗(yàn)波形具有良好的軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

圖10 VSR模式實(shí)驗(yàn)波形(100 V,3 A)Fig.10 Experimental waveforms of VSR mode(100 V,3 A)

圖11為VDR模式Vo=100 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。此時(shí)電路輸出功率為300 W，諧振電流iLr基本為正弦波形。電路軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)良好。

圖11 VDR模式實(shí)驗(yàn)波形(100 V,3 A)Fig.11 Experimental waveforms of VDR mode(100 V,3 A)

圖12為VDR模式Vo=200 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)波形具有良好的軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

圖12 VDR模式實(shí)驗(yàn)波形(200 V,3 A)Fig.12 Experimental waveforms of VDR mode(200 V,3 A)

圖13為VQR模式Vo=200 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。此時(shí)電路輸出功率為600 W，諧振電流iLr為完全的正弦波形。電路軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)良好。

圖13 VQR模式實(shí)驗(yàn)波形(200 V,3 A)Fig.13 Experimental waveforms of VQR mode(200 V,3 A)

圖14為VQR模式Vo=430 V、Io=3 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)波形具有良好的軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

圖14 VQR模式實(shí)驗(yàn)波形(430 V,3 A)Fig.14 Experimental waveforms of VQR mode(430 V,3 A)

從VSR模式到VDR模式的切換過(guò)程如圖15所示?？梢钥闯觯笆銮袚Q方法在保證電壓波動(dòng)較小的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了不同模式間的切換，即實(shí)現(xiàn)了不同電路模式間的平滑切換。

圖15 從VSR到VDR模式的切換波形Fig.15 Transition waveforms from modes VSR to VDR

圖16為Io=3 A時(shí)的電路效率曲線，峰值效率93.6%?？梢钥闯?，所提出的變換器可以在保證較高效率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)50V～430V的寬輸出電壓范圍。

圖16 效率曲線(Io =3 A)Fig.16 Efficiency curves(Io=3 A)

本文對(duì)傳統(tǒng)LLC諧振變換器進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種多模式變頻寬輸出LLC變換器。MMVF-LLC變換器采用基于多種電路模式的變頻控制，可以在較窄的開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)得到較寬的輸出電壓范圍，有利于磁性元件的優(yōu)化設(shè)計(jì)。相比傳統(tǒng)的LLC變換器，MMVF-LLC變換器除了具有ZVS和ZCS軟開(kāi)關(guān)的特點(diǎn)，還優(yōu)化了副邊整流器的元件電壓應(yīng)力。

在分析工作原理的基礎(chǔ)上，對(duì)直流增益、參數(shù)設(shè)計(jì)、模式切換等進(jìn)行了詳細(xì)分析，并給出了充分的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。MMVF-LLC變換器在保證較高效率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了寬輸出電壓范圍，適用于新能源領(lǐng)域，具有較好的應(yīng)用價(jià)值。