趙世偉，沈超

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641)

0 引 言

雙向DC-DC變換器作為平衡直流母線電壓的重要裝置在直流微電網(wǎng)中得到廣泛應(yīng)用[1-4]。在其控制方式上，移相控制由于具有控制簡單、易于實現(xiàn)軟開關(guān)、雙向切換便利等優(yōu)勢，一直是國內(nèi)外研究的重點。在基本移相控制的基礎(chǔ)上，現(xiàn)已提出雙重移相控制、三重移相控制、混合移相控制等多種移相控制方式[5-8]。控制方式的改進也使得變換器的回流功率和電流應(yīng)力降低，提升了變換器性能[9-11]。但上述多種控制方式大多是基于雙有源橋式變換器(dual active bridge，DAB)提出的，在其他拓?fù)渖蠎?yīng)用較為困難。故如何在非DAB的雙向DC-DC變換器上實現(xiàn)雙重移相的控制效果值得深入探究。

文獻[12]通過將基本元件進行不同的組合構(gòu)造了一系列的方波電壓源，并將其加在變壓器的原副邊，從而得到不同的雙向DC-DC變換器。文獻[13]在文獻[12]的基礎(chǔ)上，通過改變原副邊開關(guān)管的占空比外加移相控制，在輸入輸出電壓不匹配時，減小了電流應(yīng)力，擴大了軟開關(guān)的范圍。雖然二者的結(jié)構(gòu)相較DAB更加簡單，但其無功功率仍然較大，電流應(yīng)力較高。文獻[14]通過在原邊全橋引入內(nèi)移相角使得無功回流減小，電流應(yīng)力下降，提升了變換器的效率，但其只適合于全橋結(jié)構(gòu)。文獻[15]在雙向全橋變換器的基礎(chǔ)上加入了多輸入結(jié)構(gòu)，雖然利用全橋?qū)崿F(xiàn)了雙重移相的控制方式，但其開關(guān)管總數(shù)過多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率較低。本文在文獻[12]的基礎(chǔ)上利用雙輸入結(jié)構(gòu)直接在變換器原邊構(gòu)造出三電平的方波電壓，從而降低了變換器的回流功率和電流應(yīng)力。

對于具有大量儲能單元的直流微電網(wǎng)系統(tǒng)，本文通過改變輸入端結(jié)構(gòu)增加一路輸入源，構(gòu)造出一種雙輸入雙向DC-DC變換器。該變換器通過改變輸入各開關(guān)管的占空比與移相角大小，能直接在變換器原邊構(gòu)造出三電平的方波電壓，從而獲得類似全橋電路雙重移相下的電壓波形。通過對變換器的工作原理以及功率特性進行分析可知，該變換器能有效降低回流功率和電流應(yīng)力，相較于傳統(tǒng)的單輸入變換器而言，有效地提升了變換器的穩(wěn)態(tài)性能。同時雙電源輸入使得原邊方波電壓幅值增大，在各開關(guān)管電壓應(yīng)力相同的情況下，提高了變換器所能傳輸?shù)淖畲蠊β省?/p>

提出的雙輸入雙向DC-DC變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中U1、U2分別表示兩個儲能單元的電壓，且滿足U1=U2；C為原邊串聯(lián)電容；L為變壓器漏感及外加串聯(lián)電感之和；n:1表示變壓器變比。以功率由原邊U1、U2傳輸?shù)礁边匲o為例進行分析，反向功率傳輸分析類似。

圖1 雙輸入雙向DC-DC變換器Fig.1 Dual input bidirectional DC-DC converter

傳統(tǒng)的單輸入半橋型雙向DC-DC變換器(去掉U2和S3、S4短路，以只有電源U1為例)原邊側(cè)兩個開關(guān)管互補導(dǎo)通，各導(dǎo)通180°，副邊側(cè)上下開關(guān)管互補導(dǎo)通180°，對角開關(guān)管同時導(dǎo)通，其工作波形如圖2所示。其中：S1、S2、Q1～Q4表示對應(yīng)開關(guān)管的驅(qū)動信號；ui表示輸入電壓；uC表示串聯(lián)電容電壓；uh1表示原邊側(cè)逆變電壓；uh2表示副邊折算到原邊的逆變輸出電壓；uL表示變壓器漏感及串聯(lián)電感之和的電壓；iL表示電感電流；T表示開關(guān)周期；Ths表示半個開關(guān)周期；φ表示半個開關(guān)周期內(nèi)的移相比，1≥φ≥0。

從圖2可以看出，在t1～t3時間段，電源將一半能量傳輸給電感L及副邊Uo，一半能量儲存在電容C中；在t4～t6時間段，儲存在電容中的能量再釋放給Uo；而在t3～t4時間段，電感L能量回饋給電容；在t0～t1時間段，回饋給電容的能量以及此時電感的能量共同向電源回饋，故會出現(xiàn)較大的回流功率，使得電流應(yīng)力增大。

在原邊逆變電壓uh1波形中引入內(nèi)移相角能減小回流功率，可以通過添加一路輸入，并在一個開關(guān)周期中對兩個電源的接入斷開進行合理控制來實現(xiàn)該特性。電路如圖1所示，其中S1、S2互補導(dǎo)通，S3、S4互補導(dǎo)通，S1導(dǎo)通占空比為D1，S3導(dǎo)通占空比為D2，且滿足1≥D1≥0.5≥D2≥0。變換器工作波形如圖3所示。其中φ1、φ2同全橋電路一樣，表示半個開關(guān)周期內(nèi)的移相比，分別定義為內(nèi)移相比和外移相比，1≥φ2≥φ1≥0。圖3中其他變量定義與圖2一致。從圖3中可以看出，電感向電源回流的功率減小，電感電流應(yīng)力降低。

圖2 單輸入變換器工作波形Fig.2 Operating waveform of single input converter

為簡化電路分析，可做如下假設(shè)：1)變換器已達穩(wěn)態(tài)工作；2)MOSFET為理想開關(guān)器件，不考慮其寄生參數(shù)；3)變壓器勵磁電感足夠大，勵磁電流可以忽略；4)串聯(lián)電容C和輸出電容Co的電容量足夠大，其兩端電壓紋波可以忽略。該變換器在一個開關(guān)周期T內(nèi)共有8個開關(guān)模態(tài)，每個模態(tài)等效電路如圖4所示，主要原理波形如圖3所示，主要工作過程描述如下。

圖3 雙輸入變換器工作波形Fig.3 Operating waveform of dual input converter

1)模態(tài)1：t0～t1階段。

工作狀態(tài)如圖4(a)所示。在t0時刻之前，原邊側(cè)開關(guān)管S2、S4導(dǎo)通，S1、S3關(guān)斷，副邊側(cè)開關(guān)管Q2、Q3導(dǎo)通，Q1、Q4關(guān)斷，電流為負(fù)；在t0時刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷，此時電流仍然為負(fù)，因為串聯(lián)電容C的電壓等于電源U1的電壓，故uh1電壓為0，相當(dāng)于短路。在該時間段，電感L中的能量只通過副邊側(cè)Q2、Q3給Uo供電，電流逐漸減小，原邊側(cè)只有串聯(lián)電容C向U1回饋能量。電感L的電流可以表示為

(1)

(2)

4)模態(tài)4：t2～t3階段。

工作狀態(tài)如圖4(d)所示。在t2時刻，副邊開關(guān)管Q1、Q4導(dǎo)通，Q2、Q3關(guān)斷。原邊側(cè)電源U1、U2給電容C以及電感L充電的同時，通過副邊側(cè)開關(guān)管Q1、Q4給Uo供電。此階段為該半個周期中原邊側(cè)向副邊側(cè)傳輸能量的主要階段。電感L的電流可以表示為

圖4 不同工作模態(tài)的等效電路Fig.4 Equivalent circuits with different operating modes

(3)

5)模態(tài)5：t3～t4階段。

工作狀態(tài)如圖4(e)所示。在t3時刻，開關(guān)管S4導(dǎo)通，S3關(guān)斷，電流保持為正。由于電容C的電壓等于電源U1電壓，故uh1電壓為0，相當(dāng)于短路。此階段原邊側(cè)可看成電源只給電容在充電，電感L中的能量繼續(xù)通過副邊的Q1、Q4傳遞給Uo，電流逐漸降低。電感L的電流可以表示為

(4)

工作狀態(tài)如圖4(f)所示。在t4時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，原邊電源均斷開，此時電流仍然為正。電感L的能量一部分回饋給串聯(lián)電容C，一部分通過副邊開關(guān)管Q1、Q4給Uo供電，電流快速減小。電感L的電流可以表示為

(5)

8)模態(tài)8：t5～t6階段。

工作狀態(tài)如圖4(h)所示。在t5時刻，副邊開關(guān)管Q1、Q4關(guān)斷，Q2、Q3導(dǎo)通，此時電流為負(fù)。此階段原邊側(cè)電源依舊斷開，電容C中存儲的能量通過S2、S4釋放，給電感L充電的同時，通過副邊側(cè)開關(guān)管Q2、Q3給Uo供電。電感L的電流可以表示為

(6)

2.1 兩電源輸出功率分析

表1 一個開關(guān)周期中能量流動情況Table 1 Energy flow in a switching cycle

對于儲能單元U1，其輸出功率為

(7)

儲能單元U2輸出功率為

(8)

可以看出兩個電源的輸出功率大小相等，均等分擔(dān)負(fù)載所需功率。故在負(fù)載功率一定時，該雙輸入變換器每一個電源輸出功率只有單輸入變換器電源輸出功率的一半，減小了儲能單元的壓力。

2.2 傳輸功率數(shù)學(xué)模型及范圍

在圖3中，t1=φ1Ths、t2=φ2Ths、t3=Ths、t4=(1+φ1)Ths、t5=(1+φ2)Ths；定義k=U1/(nUo)為電壓調(diào)節(jié)比，k≥1；開關(guān)頻率f=1/T=1/(2Ths)。其中：外移相比φ2是副邊Q1管與原邊S1管驅(qū)動信號之間的角度占比；內(nèi)移相比φ1是電壓波形uh1在半個周期內(nèi)幅值為0的角度占比。φ1主要通過改變兩個電源導(dǎo)通的占空比D1、D2來控制。其滿足關(guān)系

φ1=D1-D2。

(9)

同時D1、D2滿足約束條件：

(10)

通過調(diào)節(jié)D1、D2以及φ2來控制變換器傳輸功率的大小和方向，為了分析計算方便，下面對變換器功率的分析利用φ1、φ2來表示。

由式(1)～式(6)以及電感電流對稱性可得一個開關(guān)周期中電感電流iL的表達式為：

(11)

由于電容C作為儲能元件，本身并不消耗能量，所以電源向Uo傳遞的功率可以表示為

(12)

而對于單輸入變換器，移相比φ=0.5時變換器有最大傳輸功率為

(13)

以該功率對雙輸入變換器的傳輸功率進行標(biāo)幺化可得

(14)

根據(jù)該式可得傳輸功率與內(nèi)外移相比的關(guān)系曲線如圖5所示。

圖5 傳輸功率與內(nèi)外移相比的關(guān)系曲線Fig.5 Relation curve between the transmitted power and the internal and external shift

從圖5中可以看出，當(dāng)φ1=0、φ2=0.5時，該雙輸入變換器有最大傳輸功率為

(15)

從上述分析中可以看出，若要使得單輸入變換器的最大傳輸功率與雙輸入變換器一致，需要將輸入電壓增大至2U1，但此時兩個開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力也會增大至2U1，是雙輸入變換器開關(guān)管承受電壓應(yīng)力U1的2倍。故在開關(guān)管承受電壓應(yīng)力相同的情況下，該雙輸入變換器所能傳輸?shù)淖畲蠊β适菃屋斎胱儞Q器的2倍，擴大了功率傳輸范圍。

2.3 回流功率比較分析

從能量流動的情況來看，對于單輸入結(jié)構(gòu)，在[t0～t1]及[t3～t4]時間段，電感儲能在向電源回饋，故電源需向Uo傳遞更多的能量，從而使得電流應(yīng)力更大，變換器效率更低；而對于雙輸入結(jié)構(gòu)，在[t0～t1]及[t3～t4]時間段，uh1相當(dāng)于短路，電感不需要向電源回饋能量，回流功率更小。

想要比較2種變換器的回流功率大小，需保證2個變換器傳輸功率的能力相同，即最大傳輸功率相同。為此，可假設(shè)單電源輸入結(jié)構(gòu)時，電源電壓為2U1，此時其最大傳輸功率與雙輸入變換器相等。同時，需要在同一傳輸功率下對兩種變換器的回流功率進行比較。

雙輸入變換器回流功率標(biāo)幺值為

(2φ2-2φ1-1)]2。

(16)

單輸入變換器回流功率標(biāo)幺值為

(17)

圖6給出了在3個不同電壓調(diào)節(jié)比k下，傳輸功率標(biāo)幺值P*分別取0.5、0.7、0.8時，2種變換器的回流功率情況。其中虛線表示單輸入變換器對應(yīng)的回流功率大??；實線表示雙輸入變換器在不同移相比取值組合下的回流功率曲線。

圖6 回流功率關(guān)系曲線Fig.6 Relation curve of backflow power

從圖6中可以看出，對于同一傳輸功率，雙輸入變換器不同的移相比組合產(chǎn)生的回流功率大小不同，通過對移相比的調(diào)節(jié)可以使得其回流功率比單輸入變換器更小。而且2種變換器的回流功率均隨電壓調(diào)節(jié)比k的增大而增大，同時雙輸入變換器降低回流功率的效果也越明顯。

以STM32F103RCT6為控制核心搭建了最大功率200 W的實驗樣機。樣機參數(shù)如表2所示。實驗平臺如圖7所示，由控制板和主功率板構(gòu)成。

表2 實驗參數(shù)Table 2 Experimental parameters

圖7 實驗平臺Fig.7 Experiment platform

在實驗中，通過固定內(nèi)移相比，閉環(huán)調(diào)節(jié)外移相比來保證輸出電壓的穩(wěn)定，具體控制框圖如圖8所示。

圖8 控制框圖Fig.8 Control block diagram

2個蓄電池電壓均取24 V，控制輸出電壓為12 V，調(diào)節(jié)負(fù)載使得傳輸功率為100 W時，原邊輸入電壓ui以及串聯(lián)電容電壓uC的波形如圖9所示。可以看出，電容電壓大小等于蓄電池電壓24 V，輸入電壓波形為正的三電平方波。

圖9 串聯(lián)電容電壓波形Fig.9 Voltage waveform of series capacitor

在傳輸功率標(biāo)幺值P*分別取0.5(100 W)、0.7(140 W)時，2種變換器的逆變電壓uh1、uh2以及電感電流iL的波形如圖10所示?？梢钥闯?，雙輸入變換器由于在uh1波形中存在一個內(nèi)移相角，使得在同一傳輸功率下，其回流功率相較單輸入變換器明顯減小，同時其電流應(yīng)力也有所降低。

圖10 不同傳輸功率下兩變換器實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of two converters at different transmission powers

不同傳輸功率下，兩變換器電感電流峰值曲線如圖11所示?？梢钥闯?，對于任一傳輸功率，雙輸入變換器的電流應(yīng)力均比單輸入變換器的更低，降低了磁芯元件以及開關(guān)管的開關(guān)損耗，提升了變換器性能。在傳輸功率接近于0或者最大時，由于此時內(nèi)移相比的取值非常有限，而外移相比的取值與單輸入非常接近，故對于回流功率與電流應(yīng)力的優(yōu)化并不明顯。

圖11 不同傳輸功率下兩變換器電流應(yīng)力對比Fig.11 Comparison of current stress between two converters at different transmission power

兩電源輸入電流波形如圖12所示，其中：i1表示蓄電池1的輸出電流；i2表示蓄電池2的輸出電流?？梢钥闯?，2個電源輸出電流的大小基本一致，又因為兩電源電壓相同，故兩電源輸出功率相同，均等分擔(dān)負(fù)載所需功率。

圖12 兩電源輸入電流波形Fig.12 Input current waveforms of the two sources

本文設(shè)計了一款新型的雙輸入雙向DC-DC變換器，理論分析和實驗結(jié)果表明相對于單輸入變換器，該變換器具有如下特點：

1)減小了回流功率和電流應(yīng)力，使得變換器損耗減小、功率因數(shù)提高。

2)在開關(guān)管電壓應(yīng)力相同的情況下，提高了變換器的功率極限，擴大了功率傳輸范圍。

3)該雙輸入變換器用于直流微網(wǎng)中能取代兩個單輸入變換器，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。