姜興 祝雪龍 廖欣 孫靖虎 楊明 吳斌

（1. 桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院，桂林 541004；2. 德賽西威智能交通技術(shù)研究院有限公司先期研發(fā)部，惠州 516000）

引言

輔助駕駛、自動(dòng)駕駛等智能化需求的涌現(xiàn)，使毫米波汽車?yán)走_(dá)迎來了蓬勃發(fā)展的機(jī)遇. 其目標(biāo)是將駕駛員從單調(diào)的任務(wù)和復(fù)雜交通場(chǎng)景中解脫出來，以提高駕駛安全性和舒適性. 77 GHz毫米波(mmW)汽車?yán)走_(dá)系統(tǒng)與傳統(tǒng)的圖像傳感器、超聲波雷達(dá)和紅外傳感器相比具有在夜間、暴雨、濃霧等全天候條件下良好的性能[1]，與24 GHz雷達(dá)相比還具有分辨率高、測(cè)量精度高、體積小的優(yōu)勢(shì).

不同作用距離的雷達(dá)對(duì)天線增益及波束寬度的要求不盡相同[2-4]，其中汽車角雷達(dá)作為盲區(qū)監(jiān)測(cè)（blind spot detection，BSD）、側(cè)向車道碰撞預(yù)警、變道輔助（lane change assistance, LCA）等應(yīng)用場(chǎng)景下的中短距雷達(dá)需要天線具備足夠的寬視場(chǎng)角（field of view，F(xiàn)OV）來檢測(cè)較大范圍內(nèi)的目標(biāo)，其波束覆蓋范圍如圖1所示. 針對(duì)車載雷達(dá)天線的寬波束性能研究的相關(guān)文獻(xiàn)較少，特別是77 GHz頻段. 文獻(xiàn)[5]提出了工作在34～39 GHz的自混合天線陣的概念，在增益滿足要求的情況下可獲得大角度波束覆蓋范圍. 但高增益是通過增大單元間距并使用放大器等有源器件獲得的，天線系統(tǒng)比較復(fù)雜，不適用于車載角雷達(dá)寬波束天線. 文獻(xiàn)[6]中設(shè)計(jì)一種用于24 GHz的車載雷達(dá)寬波束天線，通過添加寄生貼片和開槽技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了E面49°、H面81°的半功率波束寬度. 但寄生貼片添加在天線所在平面的上方形成的雙層結(jié)構(gòu)增加了天線的剖面，不利于天線與電路的集成. 文獻(xiàn)[7]提出了用于24 GHz車載雷達(dá)的陣列天線，文中在微帶貼片所在的平面添加寄生貼片，解決了剖面高的問題. 但對(duì)于77 GHz頻段，單元間距的縮小及單元耦合效應(yīng)的增強(qiáng)，相鄰貼片間添加寄生貼片將會(huì)是一個(gè)技術(shù)難題. 文獻(xiàn)[8-10]只對(duì)單元天線增大波束寬度的方法進(jìn)行了分析.

圖1 角雷達(dá)波束示意圖Fig. 1 Beam schematic diagram of angular radar

本文針對(duì)77 GHz汽車角雷達(dá)設(shè)計(jì)了3×10單元的寬波束平坦增益微帶陣列天線，并對(duì)所設(shè)計(jì)的線、陣和面陣天線分別進(jìn)行了加工實(shí)測(cè)，實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果吻合較好，滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求.

1 低副瓣微帶線陣設(shè)計(jì)

微帶天線結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、重量輕、易于集成、適合批量生產(chǎn)等優(yōu)點(diǎn)廣受車載雷達(dá)廠商青睞. 本文采用10單元微帶串饋陣列天線結(jié)構(gòu)，如圖2所示，介質(zhì)材料為Rogers3003、εr=3.0、tanδ=0.001、厚度為0.127 mm. 10個(gè)單元可以在滿足俯仰面波束寬度的同時(shí)，確保角雷達(dá)水平面方向圖為較寬的扇形波束時(shí)具有較好的增益. 相比于并聯(lián)饋電，串聯(lián)陣列饋線總長度比較短，可以有效減小引入饋線導(dǎo)致的輻射和雜散損耗，提高天線效率. 但是串聯(lián)饋電的相位容易產(chǎn)生偏差，并在各個(gè)陣元間逐漸累積，最終累積出較大的偏差[11]. 由于微帶邊界縮短效應(yīng)和偏移積累導(dǎo)致相位偏移，采用不等間距線陣單元分布來確保每個(gè)單元同相分布.

圖2 線陣結(jié)構(gòu)圖Fig. 2 Structure diagram of line array

為了獲得較低的E面副瓣電平，采用Dolph-Chebyshev陣列綜合方法[12]確定每個(gè)貼片的激勵(lì)幅度系數(shù). 在確定副瓣電平（sidelobe level, SLL）后通過微帶貼片阻抗設(shè)計(jì)獲得每個(gè)輻射貼片的功率比. 由于10單元線陣結(jié)構(gòu)滿足對(duì)稱分布，只需要給出左側(cè)5個(gè)單元的的電流幅度比即可. 文中SLL指標(biāo)要求大于?18 dB，考慮一定的容余量后將SLL設(shè)定為?25 dB，并求得從中心單元到左側(cè)邊緣的電流比為I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.92∶0.78∶0.59∶0.64. 線陣加工實(shí)物圖及仿真結(jié)果如圖3所示.

由圖3（b）可知，?10 dB帶寬仿真結(jié)果為1.1 GHz(76.4～77.5 GHz). 實(shí)測(cè)結(jié)果顯示天線中心頻率為75.9 GHz，?10 dB帶寬為2.5 GHz（75.5～78 GHz）.圖3(c)、(d)為等間距與不等間距分布的E面和H面輻射方向圖，可以看出，不等間距分布的線陣俯仰面副瓣電平較低. 77 GHz時(shí)天線最大增益仿真結(jié)果為15.7 dBi，方位面3 dB波束寬度為78.5°，俯仰面3 dB波束寬度為10.9°，副瓣電平仿真結(jié)果為?24.5 dB滿足指標(biāo)要求；實(shí)測(cè)結(jié)果顯示天線最大增益為14.8 dBi，方位面與俯仰面3 dB波束寬度分別 為75°和10.6°，副 瓣 電 平?19.7 dB. 實(shí) 測(cè) 結(jié) 果 表明，副瓣、增益及帶寬都可以滿足設(shè)計(jì)要求（SLL大于?18 dB，增益12 dB，帶寬76.5～77.5 GHz. 考慮中心頻率偏移主要是介電常數(shù)的變化、加工誤差、測(cè)試誤差引起的）.

圖3 線陣加工實(shí)物與仿真測(cè)試結(jié)果圖Fig. 3 Structure and simulation test results diagram of line array

2 波導(dǎo)轉(zhuǎn)接結(jié)構(gòu)及饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

普通的SMA轉(zhuǎn)接頭焊接的形式對(duì)于77 GHz頻段很難滿足損耗及精度要求. 本文設(shè)計(jì)了WR-12矩形波導(dǎo)到微帶轉(zhuǎn)接的結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)接結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果如圖4所示.

圖4 轉(zhuǎn)接結(jié)構(gòu)與反射系數(shù)圖Fig. 4 Diagram of transfer structure and reflection coefficient

仿真的-10 dB帶寬為73.2～78.7 GHz，插入損耗在76～78 GHz為1 dB左右，表明轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果滿足設(shè)計(jì)要求.

在設(shè)計(jì)不等幅不同相的功分器之前，需要根據(jù)天線的波束需求計(jì)算出各個(gè)端口的相位和幅值.本文設(shè)計(jì)的賦形寬波束天線采用三條10單元線陣天線. 根據(jù)天線的波束寬度、增益、線陣之間的間距和增益平坦度，使用粒子群算法在Matlab中計(jì)算出三條線陣天線饋電的幅值與相位，如表1所示.

表1 各端口的相位與幅值Tab. 1 Phase and amplitude of each port

根據(jù)計(jì)算得到的幅相結(jié)果，在電磁仿真軟件中建模仿真驗(yàn)證，仿真模型和仿真結(jié)果如圖5所示. 從圖5(b)可以看出，賦形陣列天線在76.5～77.5 GHz頻段內(nèi)端口隔離度全部小于?26 dB；從圖5(c)可以看出，三個(gè)子陣列的3 dB方向圖和6 dB方向圖吻合較好. 圖5(d)為陣列賦形仿真結(jié)果，其H面波束增益平坦度較好，輻射增益為13.2 dBi；3 dB波束寬度為118.3°，E面的波束寬度為10.2°. 驗(yàn)證結(jié)果表明使用波束賦形拓寬H面波束寬度，提高平坦增益范圍的方法是可行的.

圖5 賦形陣列天線仿真模型和仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation model and results of the beam forming antenna

針對(duì)波束賦形技術(shù)得到的子陣列單元幅相值設(shè)計(jì)了一分三不等幅不同相功分器，仿真模型及仿真結(jié)果如圖6所示. 調(diào)節(jié)圖6(a)中較細(xì)的微帶線寬度和矩形貼片寬度可以實(shí)現(xiàn)阻抗變換并得到相應(yīng)的功分比，通過改變傳輸線的長度控制輸出端口相位. 觀察圖6(b)中的電流分布得知，電流在矩形貼片處不等分成三路，圓弧形微帶彎折線的使用可以有效減小因?qū)薪Y(jié)構(gòu)突變引起的損耗. 由圖6(c)知阻抗帶寬滿足設(shè)計(jì)要求，76.5 GHz時(shí)端口2、端口3、端口4三個(gè)輸出端口的歸一化幅度之比為0.259∶1∶0.259. 圖6(d)為三個(gè)輸出端口的相位仿真結(jié)果，可知在中心頻率處，端口2、端口3、端口4的相位為：?30.21°、66.9°、?30.21°，端口2、端口4與端口1的相位差為97°. 三個(gè)端口的仿真幅相分布與計(jì)算結(jié)果吻合較好，滿足設(shè)計(jì)要求.

圖6 功分器仿真模型與仿真結(jié)果Fig. 6 Simulation model and simulation results of the power divider

3 寬波束陣列天線設(shè)計(jì)

波束賦形使得天線方向圖在所需要的方向上相干疊加，在不需要的地方相互抵消. 基于上一節(jié)波束賦形技術(shù)得到的陣列天線參數(shù)及功分器進(jìn)行了寬波束陣列天線設(shè)計(jì)，3×10陣列天線的仿真模型及加工實(shí)物如圖7所示.

圖7 陣列天線仿真模型與加工實(shí)物Fig. 7 Simulation model and prototype of line array

圖8為波束賦形天線仿真與測(cè)試結(jié)果，結(jié)果表明，中心頻率仿真結(jié)果為76.2 GHz，阻抗帶寬1.9 GHz.通過波束賦形技術(shù)實(shí)現(xiàn)的寬波束陣列天線方位面和俯仰面3 dB波束寬度分別達(dá)到111.8°和10.6°，且水平面增益曲線平坦度可達(dá)?45°～45°，中心頻率處最大增益為13 dBi. 實(shí)測(cè)結(jié)果方位面和俯仰面3 dB波束寬度分別為106.4°和10.9°，中心頻率下最大增益為11.3 dBi. 在方位面波束寬度上，仿真與實(shí)測(cè)的波束寬度比較吻合. 增益上的差別是由于測(cè)試轉(zhuǎn)接頭的損耗以及一分三不等幅不同相功分器的損耗及測(cè)試誤差引起的. 從圖3(c)、(d)和圖8(b)、(c)仿真和測(cè)試結(jié)果看出，3×10陣列的測(cè)試增益下降值大于1×10線陣測(cè)試增益的下降值，其主要原因?yàn)闇y(cè)試時(shí)只校準(zhǔn)到功分器的輸入端口，并未把功分器的實(shí)際損耗校準(zhǔn)進(jìn)去. 而在 77 GHz頻率下微帶傳輸線的實(shí)測(cè)損耗值要比仿真值大得多. 由圖7標(biāo)記處可知陣列天線的轉(zhuǎn)接結(jié)構(gòu)和功分器上的電流分布，此電流分布引起的雜散輻射是造成俯仰面副瓣電平較高的主要原因. 后續(xù)工作可以采用接地共面波導(dǎo)（grounded coplanar waveguide,GCPW）結(jié)構(gòu)或基片集成波導(dǎo)（substrate integrated waveguide, SIW）結(jié)構(gòu)進(jìn)行功分器設(shè)計(jì)，有利于減小微帶功分器和微帶傳輸線造成的雜散輻射對(duì)陣列天線副瓣電平的影響.

圖8 波束賦形天線仿真與測(cè)試結(jié)果圖Fig. 8 Beam forming antenna simulation and test results

4 結(jié) 論

本文針對(duì)77 GHz車載角雷達(dá)在盲區(qū)探測(cè)、防撞預(yù)警等應(yīng)用場(chǎng)景下寬FOV的需求，設(shè)計(jì)了基于波束賦形技術(shù)的3×10寬波束平坦增益平面微帶陣列天線. 面陣天線方位面波束寬度可以達(dá)到106.4°，增益在?45°～45°平坦度較好，最大為11.3 dBi. 實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果吻合較好，滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，對(duì)推動(dòng)77 GHz汽車角雷達(dá)的應(yīng)用、提高角雷達(dá)FOV具有一定的意義.