卿 晨

(中國西南電子技術研究所，四川 成都 610036)

0 引言

隨著無線通信技術的迅猛發(fā)展，無線通信系統中所使用的設備，尤其是接收機的要求越來越高，小型化、高集成度、高靈敏度和高線性度的接收機成為了目前研究的熱點，也是未來發(fā)展的趨勢[1-3]。由于現實環(huán)境中充斥著復雜的電磁環(huán)境和不同類型的干擾信號，在提高接收機靈敏度的同時，也要求接收機自身具備較強的抗干擾能力[4-6]。此外，單個接收機也需要針對多個有用的信號進行接收和處理，而在接收機工作帶內的多個有用信號也可能會產生互調信號，當互調信號大于靈敏度時，就會對接收機產生干擾。接收機的三階交調指標就是衡量接收機在接收處理工作帶內多個信號時的抗干擾能力。因此，為保證接收機具有良好的線性度，特別是良好的三階交調抑制，基于各種方法設計的高線性度射頻前端、各類器件被廣泛研究并應用[7-13]，采用的無線通信系統中也采取了各種措施來避免三階交調[14-16]。上述文獻分別對器件、功能電路、接收機和系統的三階交調進行了分析，并采取各類方法提高三階交調指標，不過在器件選型和影響三階交調的關鍵電路的調試上還有待改善，且小型化程度不高。本文通過理論推導、計算仿真、合理的增益分配和恰當的元器件選型設計了一種大動態(tài)范圍高靈敏度的接收機信道模塊，輸出三階截斷點超過 45 dBm，噪聲系數優(yōu)于 7 dB，采用MCM技術實現了接收機硬件的小型化，對影響三階交調的關鍵電路進行調試，最后借鑒并改進了一種三階交調的測試方法，實測結果充分驗證了所采取的設計方案。

1 結構與工作原理

本接收機采用的是超外差的電路架構，該類型接收機抗干擾性好，信號選擇性強，也能保證接收機較高的靈敏度、線性度和可靠性。

接收機信道射頻電路原理框圖如圖1所示，采用兩次變頻的超外差電路架構。射頻輸入L頻段信號經限幅、預選濾波、數控衰減器和第一級低噪聲放大后，分三段預選濾波，經過低噪聲放大和低通濾波后，對信號增益進行控制，然后進行第一次混頻。第一次混頻后得到一中頻，經過帶通濾波和放大后，進行第二次混頻。第二次混頻后，得到二中頻，分四段經過中頻濾波后，得到要求帶寬的中頻信號，最后進行放大輸出。

圖1 接收信道原理框圖

2 指標分析設計仿真

2.1 接收機靈敏度與動態(tài)范圍

接收機靈敏度Prmin由式(1)計算得到[17]：

在本設計方案中，B為信號處理帶寬1 kHz，輸出信噪比SNR為10 dB，要求靈敏度 Prmin小于-125 dBm，計算得到噪聲系數NF小于9 dB。

接收機線性動態(tài)范圍DRl由式(2)計算得到[17]：

在本設計方案中要求線性動態(tài)范圍DRl大于85 dB(即輸入信道電平范圍為-125 dBm～-40 dBm)，得到輸入1 dB壓縮點IP-1dB大于-40 dBm。

接收機雙音(無雜散)動態(tài)范圍DRf由式(3)計算得到[17]：

在本設計方案中，要求雙音(無雜散)動態(tài)范圍DRf大于80 dB，計算得到輸入三階截斷點IIP3大于-5 dBm。

為使信號經過接收機后達到AD的采樣電平(-60 dBm～+10 dBm)，增益 G設計值為50 dB。由式(4)計算得到本方案輸出1 dB壓縮點P-1dB大于10 dBm。由式(5)計算得到本方案輸出三階截斷點OIP3大于45 dBm。

2.2 接收機增益分配

接收機的增益分配見表1。接收機最小接收信號電平為-125 dBm，動態(tài)范圍85 dB，增益為 50 dB，在最大-40 dBm輸入信號激勵下，鏈路中放大器、濾波器與器件自身P-1dB相比都有8 dB以上余量，整個鏈路處于線性放大狀態(tài)。

設計中采用放大器與濾波器交替排布的形式逐步對信號的進行放大，在保證信道線性度的同時可有效防止鏈路自激。

表1 接收機增益分配表

2.3 接收機指標仿真

接收機噪聲系數 NF由式(6)計算得到[18]，輸出三階截斷點 OIP3由式(7)計算得[18]。

式中，NF1、Gn和 OIP3.n分別為電路中各級器件的噪聲系數、增益和輸出三階截斷點。

通過Cascade軟件對信道最小信號輸入情況下的增益 G及噪聲系數 NF、輸出 1 dB壓縮點 P-1dB、輸出三階截斷點OIP3指標進行仿真，結果如圖2所示，仿真結果與上面計算結果一致。本接收機設計仿真結果為：增益G=50 dB，噪聲系數 NF=7.02 dB，P-1dB=18.59 dBm，OIP3=46.59 dBm。

3 調試與測試

3.1 版圖設計

為滿足小型化和高集成度的要求，本接收機的信道射頻部分采用了MCM技術和微組裝工藝實現方案，最終結構尺寸為150×79×10 mm3。射頻部分、變頻部分、中頻部分采用分腔設計，在空間上避免不同頻率之間組合產生干擾信號，避免經放大后的后級大信號反饋到前級發(fā)生自激，同時滿足不同信道輸入輸出之間隔離度的要求。

射頻信道與電源和控制板分布于模塊正反兩面，電源和控制信號通過低頻絕緣子提供給射頻信道。射頻信道選用材料為RT/duroid 5880的單層基片，電源與控制板選用材料為FR-4的6層PCB板。

3.2 指標調試

信道的噪聲系數主要由低噪聲放大器LNA之前的器件損耗、LNA自身的增益和噪聲系數決定?？煽康难b配工藝使得LNA及之前的器件的損耗、增益和噪聲系數指標達到設計值，以使整個信道的噪聲系數達到設計值。為使信道噪聲系數保留可調試余量，在LNA和一混之前設計有固定衰減，可減小此衰減進而改善噪聲系數。

信道的輸出三階截斷點OIP3主要由末兩級放大器的OIP3決定。不過，對于實際的信道鏈路，信道的線性度指標主要被混頻器限制，因為放大器的線性度指標可以做高，而混頻器的線性度指標較為局限，盡管混頻器在整個鏈路中對OIP3的影響不如末兩級放大器。圖3為本設計選用的放大器的OIP3隨頻率變化圖，圖4為本設計選用的混頻器OIP3在本振功率為19 dBm時隨頻率的變化圖。由圖可見，在此設計中，放大器的OIP3最佳值在49 dBm左右，混頻器的OIP3最佳值在25 dBm左右。

在調試過程中，首先保證本振功率達到混頻器的要求電平+19 dBm，否則本振功率較低將導致混頻器插損變大，OIP3變差。然后，適當調整信道的固定衰減分配，在保證噪聲系數的情況下，盡量將固定衰減放在一混頻器或二混頻器前，優(yōu)先保證混頻器的線性度。最后，調整末兩級放大器的饋電電感L1，如圖5所示。器件手冊推薦工作頻率在20 MHz～1 000 MHz時，L1選用 470 nH，但實際調試OIP3時，L1選用680 nH效果最佳。

圖2 接收仿真結果

圖3 末級放大器的OIP3隨頻率變化圖

圖4 混頻器的輸入IP3隨頻率變化圖

圖5 末級放大器推薦電路圖

3.3 指標測試

式中，a1和 a3分別為基波和三階交調分量的系數，V0為輸出電壓。

由于-90 dBm的三階產物電平太小，可能小于兩個信號源之間的三階交調產物，也可能接近頻譜儀的接收靈敏度，而導致實測結果不準確。因此，在選擇和設置測試儀器時，需要減小測試儀器對測試準確度的影響。增加信號源間的隔離度，減小信號的輸入功率，可以提高三階交調測試的準確度[19]。本方案的測試框圖如圖6所示，在功分器兩個輸入端各增加10 dB的固定衰減，不僅提高了信號源之間的隔離度，還減小了信道的輸入功率。通過設置頻譜儀機械衰減器衰減值，改變頻譜儀的靈敏度，可以準確測試到小于-90 dBm的三階產物，測試結果如圖7所示。

圖6 OIP3測試框圖

圖7 三階產物測試結果

不同工作頻率，接收機的噪聲系數和三階截斷點測試結果如表2和表3所示。

4 結論

本接收機信道設計采用兩次變頻的超外差電路架構，從接收機的兩個關鍵指標動態(tài)范圍和靈敏度入手，分析并設計了信道的增益、噪聲系數、三階截斷點指標，選型合適的元器件對鏈路指標進行了仿真。采用MCM技術實現信道硬件設計，準確定位并調試了影響指標的關鍵點，制定了改進的測試方案，實測結果噪聲系數達到7 dB，輸出三階截斷點達到46.5 dBm。測試結果與仿真結果基本一致，表明此設計方案是準確可行的。與參考文獻涉及的接收機指標相比，本文三階截斷點指標提高超過5 dB，雙音動態(tài)范圍提高超過20 dB，且采取 MCM技術和微組裝工藝，小型化程度更高，對小型化大動態(tài)范圍接收機的設計有支撐和借鑒意義。

表2 接收機噪聲系數測試結果

表3 接收機三階截斷點測試結果