王燕君，肖 琳

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十研究所，成都 610036）

0 引言

隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展，混頻器廣泛的應(yīng)用于各種通信設(shè)備中，如超外差接收機(jī)，就是利用混頻將接收到的高頻信號(hào)變成一個(gè)固定的中頻信號(hào)，再進(jìn)行放大，從而使接收機(jī)的靈敏度和選擇性大大提高。此外，在發(fā)射機(jī)里也要利用混頻器來改變載頻，混頻是個(gè)典型的頻譜搬移過程，這個(gè)過程在實(shí)際生產(chǎn)中通過非線性器件來實(shí)現(xiàn)。常用的混頻器有晶體管混頻器和場(chǎng)效應(yīng)管混頻器，在實(shí)際生產(chǎn)中用得最多的是晶體管雙平衡混頻器。

1 雙平衡混頻器（DBM）分析

圖1為雙平衡混頻器的原理圖，該混頻器采用了四個(gè)特性相同的混頻二極管接成環(huán)形。本振和信號(hào)通過變壓器耦合，將不平衡的輸入變換為平衡的輸出，再加到二極管橋路的兩對(duì)角上。中頻從本振或信號(hào)輸入變壓器的中心點(diǎn)引出。

圖1 雙平衡混頻器原理圖

由本振偶次諧波差拍產(chǎn)生的電流在中頻負(fù)載上互相抵消，而由本振奇次諧波差拍產(chǎn)生的電流在中頻負(fù)載上互相疊加。由本振奇次諧波差拍產(chǎn)生的電流出現(xiàn)在中頻端，而由本振偶次諧波差拍產(chǎn)生的電流出現(xiàn)在信號(hào)輸入端。這是雙平衡混頻器的重要特點(diǎn)。

2 混頻器重要指標(biāo)

2.1 變頻損耗

混頻器的變頻損耗是其最基本的一個(gè)指標(biāo)，對(duì)接收機(jī)而言，混頻器變頻損耗直接影響到接收機(jī)的接收靈敏度，變頻損耗增大了，變頻后的中頻信號(hào)變小，噪聲電平抬高，使輸出信噪比降低，接收靈敏度降低。對(duì)發(fā)射機(jī)而言，混頻器變頻損耗也直接影響發(fā)射的功率，從而影響電臺(tái)通信距離。

影響混頻器變頻損耗有幾個(gè)，通常使用的混頻器一般帶寬都很寬，其變頻損耗在很寬的頻帶內(nèi)會(huì)有一些波動(dòng)，因此，在器件選型的時(shí)候要盡量選擇合適的混頻器，使用其變頻損耗波動(dòng)小的頻段。另外，如果本振驅(qū)動(dòng)不夠的話，變頻損耗也會(huì)增加，生產(chǎn)中信道產(chǎn)品上常用的混頻器都是+7dBm 本振驅(qū)動(dòng)（現(xiàn)有的混頻器本振驅(qū)動(dòng)有：+7dBm，+10dBm，+13dBm，+17dBm，+23dBm，+27dBm），該類混頻器在本振輸入0dBm 以上情況下都能夠正常工作，變頻損耗幾乎也不會(huì)受影響。

2.2 1dB 壓縮點(diǎn)

混頻器的1dB 壓縮點(diǎn)反映了混頻器的線性程度，它對(duì)比較混頻器間的動(dòng)態(tài)范圍、最大輸出功率、互調(diào)等非常有用。輸入信號(hào)超過混頻器的壓縮點(diǎn)后，輸出中頻達(dá)到一個(gè)最大的或完全飽和的功率，即1分貝壓縮點(diǎn)輸出功率（P1dB），信號(hào)的失真度也逐漸變大。

圖2列出了不同本振驅(qū)動(dòng)的混頻器的1dB 壓縮點(diǎn)，電臺(tái)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中常用的TUF-3，TUF-5等型號(hào)混頻器的1dB 壓縮點(diǎn)都在1dBm，實(shí)際應(yīng)用中其輸入RF 都未超過1dBm，故不會(huì)對(duì)收發(fā)信號(hào)的失真度產(chǎn)生影響。

圖2 不同本振驅(qū)動(dòng)的混頻器的1dB壓縮點(diǎn)

2.3 輸入輸出截點(diǎn)（IP）與互調(diào)

混頻器的截點(diǎn)是設(shè)計(jì)電路時(shí)應(yīng)該著重考慮的一個(gè)指標(biāo)。當(dāng)兩個(gè)或多正弦信號(hào)經(jīng)過混頻器時(shí)，此時(shí)由于混頻器的非線性作用，會(huì)輸出多種頻率分量，其中以雙音三階互調(diào)分量的功率電平最大，RF增加1dB，互調(diào)分量會(huì)增加3dB，它是非線性中的三次項(xiàng)產(chǎn)生的，假設(shè)兩基頻信號(hào)的頻率分別是F1和F2，那么，三階互調(diào)分量的頻率為2F1-F2和2F2-F1，由于該頻率落在頻帶內(nèi)，是非線性產(chǎn)物?；祛l器的輸入/輸出三階截點(diǎn)就是具體指三階諧波與輸入端基波電平相同時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入/輸出功率電平，如圖3所示。它在不同頻段有所不同，在混頻器的Low 頻段，IP3比1dB 壓縮點(diǎn)高15dB左右，在Mid 頻段和Upper 頻段，IP3比1dB 壓縮點(diǎn)高10dB 左右。

根據(jù)混頻器的3階截點(diǎn)和其射頻輸入幅度及頻率可以照下述方法計(jì)算其輸出三階互調(diào)（IM3）：

①找出混頻器的1dB 壓縮點(diǎn)。

②確定該混頻器在使用頻率上的IP3。③算出射頻輸入幅度和IP3的差值，再用該差值乘以諧波的階數(shù)3。

④用IP3減去3）中的結(jié)果，差值即為輸出三階互調(diào)（IM3）。

用上述方法可以計(jì)算在某接收機(jī)和發(fā)射機(jī)中混頻器輸出的三階互調(diào)。

設(shè)已知某激勵(lì)模塊中混頻器（TUF-5）輸入RFin 為-20dBm（兩個(gè)干擾射頻等幅輸入），其使用頻率在混頻器的Low 頻段?？捎?jì)算出該混頻器輸出三階互調(diào)的電平值。

解：1dB 壓縮點(diǎn)根據(jù)查上表得到，其值為1dBm

IP3=1dBm+15dBm=16dBm

（IP3-RFin）*3=[16dBm-（-20dBm）]*3=108dBm

16dBm-108dBm=-124dBm

經(jīng)實(shí)際測(cè)試，某激勵(lì)模塊中混頻器輸入端頻譜純凈，故對(duì)該它來說，不用考慮其雙音三階互調(diào)的影響。

圖3 三階諧波與輸入端基波電平相同時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入/輸出功率電平

2.4 組合頻率干擾

混頻器的輸入端的信號(hào)電壓與本振電壓產(chǎn)生混頻作用后，在輸出端除了有fI±fC 外，如果還有其他的組合頻率分量也落在中頻濾波器的通頻帶內(nèi)，即pfL-qfc=±fI±Δf0.7，則它們和有用的中頻信號(hào)一樣，可以通過后面的中頻放大器放大。在接收機(jī)中，經(jīng)過后端檢波器的非線性變換，就會(huì)產(chǎn)生差拍信號(hào)，接收機(jī)輸出端就會(huì)聽到一種干擾哨聲。在發(fā)射機(jī)里，就會(huì)使輸出雜散變大，發(fā)射信號(hào)的頻譜變差。

例如：126 電臺(tái)激勵(lì)模塊中中頻為898.144MHz，發(fā)射300MHz 頻點(diǎn)時(shí)，其本振頻率為1198.144MHz，輸出300MHz信號(hào)在（300±1.856）MHz 處出現(xiàn)一較大雜散，雜散抑制比為68dBc。該雜散即為上式中p 和q 恰好取到某個(gè)值而產(chǎn)生出的組合頻率干擾。p，q 的組合如下：

1198.144MHz×4-898.144MHz×5=300MHz-1.856MHz

898.144MHz×3-1198.144MHz×2=300MHz+1.856MHz

因此，要合理地選擇中頻頻率，將產(chǎn)生干擾最強(qiáng)的干擾哨聲頻率移到接收/發(fā)射頻段外，可大大減小這種影響。

3 一種性能良好的場(chǎng)效應(yīng)管（FET）混頻器

無源FET 混頻器，有許多優(yōu)點(diǎn)超過了有源混頻器和二極管雙平衡混頻器（DBM）。它的動(dòng)態(tài)范圍和線性非常好，超過了DBM，并且IP3非常高（30dBm 以上），沒有1/fnoise，噪聲小，只有FET 自身的熱噪音等優(yōu)點(diǎn)。圖4為雙平衡場(chǎng)效應(yīng)管混頻器示意圖。

圖4雙平衡場(chǎng)效應(yīng)管混頻器

由于該類混頻器的線性非常好，輸出諧波成分??；三個(gè)端口都采用了平衡設(shè)計(jì)，R-L 隔離度更好。我們使用此類混頻器代替2.4中126激勵(lì)模塊的混頻器TUF-5進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，得到很好的效果。300MHz 頻點(diǎn)的雜散抑制比達(dá)到75dBc 以上，比晶體管組成的雙平衡混頻器提高了7dB。

如果采用雙環(huán)三平衡FET 混頻器，其性能要更優(yōu)，但其在成本和體積上將有所增加，需綜合考慮。

4 結(jié)束語(yǔ)

隨著無線通信市場(chǎng)份額的不斷增加，信道產(chǎn)品中接收機(jī)與發(fā)射機(jī)的性能很大程度上依賴于混頻器件。各種新型設(shè)計(jì)的混頻器漸漸出現(xiàn)，在設(shè)計(jì)和生產(chǎn)的過程中，需要深入學(xué)習(xí)，選擇適合自己電路的混頻器。