謝國民，關(guān)博文，吳琨，梁小飛

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)（葫蘆島校區(qū)）電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105；2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司錦州供電公司，遼寧 錦州 121000；3.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司營口供電公司，遼寧 營口 115000）

目前，人類正進(jìn)入快速發(fā)展的時代，能源問題一直困擾著人類的發(fā)展，因此世界各國都在積極尋求新型可持續(xù)能源以替代傳統(tǒng)化石資源。光伏發(fā)電、燃料電池、風(fēng)力發(fā)電為主的新能源已成為了各國目前發(fā)展的主要能源[1-2]。隨著光伏并網(wǎng)發(fā)電在電力系統(tǒng)中的廣泛應(yīng)用，高增益DCDC變換器是目前電力電子研究領(lǐng)域的熱點[3-4]。由于光伏電源的輸出端電壓較低，需要倍壓后供給并網(wǎng)逆變器等直流負(fù)載使用。因此國內(nèi)外對應(yīng)用于多輸入DC-DC變換器進(jìn)行了大量研究，并取得了較多成果[5-6]。

Boost變換器因其具有電路結(jié)構(gòu)簡單和易于控制的優(yōu)點而廣受歡迎。在實際應(yīng)用中，由于受器件等效串聯(lián)電阻以及功率開關(guān)寄生參數(shù)的影響，當(dāng)占空比大于一定值以后，Boost變換器的轉(zhuǎn)換效率將會急劇下降，實際増益將會受到限制，一般只適用于電壓增益小于4倍的場合[7]。采用倍壓單元可以提高直流變換器的電壓增益[8-10]，通過將倍壓單元模塊加入到拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，可以使變換器的電壓增益獲得顯著提升。同時通過將倍壓單元進(jìn)行組合疊加，進(jìn)一步提升變換器電壓增益，以適用于各種應(yīng)用場合，從而降低了設(shè)計難度[11]。交錯并聯(lián)變換器能夠有效地減小輸入輸出電流紋波、增強變換器帶載能力、明顯改善動態(tài)響應(yīng)[12-14]，但傳統(tǒng)交錯并聯(lián)變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力依然較高。磁集成技術(shù)可以減少磁性元件的體積、減少電感電流紋波、并減少磁性元件損耗[15-17]。在光伏發(fā)電并網(wǎng)過程中，其輸入電壓較低而輸出端電壓較高，因此研究具有高增益、低電壓應(yīng)力、低輸入和輸出紋波的變換器具有很高的實用價值。

針對光伏并網(wǎng)發(fā)電的需求，本文在研究文獻(xiàn)[18]的基礎(chǔ)上，提出一種新型的組合式開關(guān)電感電容的變換器。在文獻(xiàn)所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入開關(guān)電感，并通過使用開關(guān)電感電容組合進(jìn)一步增強DC-DC變換器的電壓增益，為減小磁性器件體積同時減小電流紋波，開關(guān)電感單元進(jìn)行了磁集成。為了便于描述，將所研究的開關(guān)電感電容組合Boost拓?fù)浣诲e并聯(lián)DC-DC變換器簡稱為SIC-TI-Boost變換器。本文給出了變換器各個模態(tài)的等效電路圖和主要工作波形圖；推導(dǎo)出電壓增益和開關(guān)管電壓應(yīng)力的表達(dá)式；為減小磁件體積增加變換器動態(tài)響應(yīng)速度，對分立電感進(jìn)行磁集成，并給出了磁件設(shè)計準(zhǔn)則。通過實驗驗證了理論分析的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作模態(tài)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

SIC-TI-Boost變換器如圖1所示，其拓?fù)錁?gòu)架是雙通道交錯并聯(lián)基本Boost變換器，將兩通道交錯并聯(lián)基本Boost變換器的輸入儲能電感使用開關(guān)電感單元替代，二極管輸出整流與電容濾波部分使用開關(guān)電容替代，開關(guān)電感和開關(guān)電容一起實現(xiàn)提高電壓增益的目的。將變換器開關(guān)電感單元電感進(jìn)行磁集成，變換器中，電感L1與L2正向耦合，電感L3與L4正向耦合，L1和L2構(gòu)成的電感單元與L3和L4構(gòu)成的電感單元反向耦合。電感L1，L2，L3，L4電感值相等，記為L，設(shè)所有電感對稱耦合，正向耦合的互感值為M1，反向耦合的互感值為M2。

圖1 SIC-TI-Boost變換器拓?fù)鋱DFig.1 Topology of SIC-TI-Boost Converter

為方便后續(xù)的理論分析做以下假設(shè)：1）電路中的開關(guān)器件為理想器件；2）忽略電容C1，C2，C3，C4上的紋波，且其電壓保持不變；3）電感 L1，L2的電流工作于連續(xù)導(dǎo)通模式；4）開關(guān)S1，S2的驅(qū)動信號被設(shè)置為具有180°的相位差、占空比相等、并且兩者都以大于0.5的模式操作。

1.2 工作模態(tài)分析

SIC-TI-Boost變換器在1個開關(guān)周期內(nèi)有4種工作模態(tài)，每種工作模態(tài)的主要工作波形如圖2所示，變換器工作模態(tài)圖如圖3所示。

圖2 主要工作波形圖Fig.2 Main working waveforms

圖3 SIC-TI-Boost變換器工作模態(tài)圖Fig.3 Working mode diagrams of SIC-TI-Boost converter

模態(tài)1（t0—t1）：等效電路如圖3a所示，2個開關(guān)管S1，S2均處于導(dǎo)通狀態(tài)，二極管VD1，VD3，VD4和VD6處于導(dǎo)通狀態(tài)，VD2和VD5處于關(guān)斷狀態(tài)，輸入電源分別通過開關(guān)管S1，S2與開關(guān)電感單元的電感并聯(lián)儲能，并且電感電流iL1，iL2，iL3，iL4在該模態(tài)下均保持線性上升；由于二極管D1～D4均處于關(guān)斷狀態(tài)，電容C1、C2沒有電流放電回路，在上一模態(tài)存儲的電能不釋放，電容C1、C2兩端電壓UC1、UC2在該模態(tài)下不發(fā)生改變，電容 C3和C4串聯(lián)單獨向負(fù)載供電。該模態(tài)一直持續(xù)到開關(guān)S2關(guān)斷信號的到來，即t1時刻此工作模態(tài)結(jié)束，模態(tài)1的電壓方程如下：

工作模態(tài)2（t1—t2）：等效電路如圖3b所示，在t1時刻S2關(guān)斷信號到來，S2關(guān)斷，開關(guān)S1繼續(xù)保持導(dǎo)通狀態(tài)，電感 L1，L2的電流iL1，iL2在該模態(tài)下繼續(xù)保持線性上升；由于S2關(guān)斷，電感L3，L4的電壓反向，能量儲存器串聯(lián)啟動，二極管VD4，VD6截止，VD5導(dǎo)通，電感電流iL3，iL4下降，iL3=iL4，電流iL3部分通過二極管D4流入電容C2，為電容C2充電，另一部分通過二極管D2，電容C1，開關(guān)S1流入電容C3，該過程中電感L3和L4及電容C1處于放電狀態(tài)，并且電容C2，C3均處于充電狀態(tài)，在該狀態(tài)下二極管D1，D3保持截止?fàn)顟B(tài)。在此模態(tài)，仍然由電容C3和C4串聯(lián)為負(fù)載供電。開關(guān)S2觸發(fā)信號在t2時刻到來，此工作模態(tài)結(jié)束。模態(tài)2的電壓方程如下：

模態(tài)3（t2—t3）：工作模態(tài)3與工作模態(tài)1相同。

模態(tài)4（t3—t4）：等效電路如圖3c所示，在t3時刻S1關(guān)斷信號到來，S1關(guān)斷，開關(guān)S2繼續(xù)保持開通狀態(tài)，電感L3，L4的電流iL3，iL4在該模態(tài)下繼續(xù)保持線性上升；由于S1關(guān)斷，電感L1，L2的電壓反向，能量串聯(lián)釋放，二極管VD1，VD3截止，VD2導(dǎo)通，電感電流iL1，iL2下降，iL1=iL2，電流iL1部分通過二極管 D1和開關(guān)S2流入電容C1，為C1充電，另一部分通過二極管 D3、電容 C2、開關(guān) S2流入電容 C4，在該過程中電感L1，L2和電容C2均處于放電狀態(tài)，并且電容C1，C4均處于充電狀態(tài)，在這種狀態(tài)下二極管D2，D4均保持關(guān)斷狀態(tài)。在此模態(tài)，仍然由電容C3和C4串聯(lián)為負(fù)載供電。開關(guān)S1觸發(fā)信號t4時刻到來，進(jìn)入工作模態(tài)1，變換器開始重復(fù)下一個開關(guān)周期的工作。模態(tài)4的電壓方程如下：

2 工作性能分析

2.1 電壓增益分析

由式（1）～式（3）可以得到電感L1～L4中的電流各模態(tài)的電流變化量為

對工件裂紋形貌檢查，選取開裂處切取一個單齒，暴露裂紋面，裂紋面宏觀檢驗，裂紋面形貌一致，呈現(xiàn)應(yīng)力型裂紋形貌，如圖3所示。

根據(jù)電路運行的對稱性可知：

根據(jù)伏秒積定理，由式（4）～式（9）得到變換器的電壓增益為

2.2 電壓應(yīng)力分析

變換器開關(guān)S1，S2的電壓應(yīng)力分別為

二極管D1，D2，D3的電壓應(yīng)力為

二極管D4的電壓應(yīng)力為

表1列出了SIC-TI-Boost變換器和傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益以及開關(guān)管電壓應(yīng)力的對比。

表1 SIC-TI-Boost變換器與傳統(tǒng)Boost變換器對比Tab.1 Comparison of SIC-TI-Boost converter with traditional Boost converter

設(shè)k1=M1/L，k2=M2/L，分別為各電感正向耦合系數(shù)和反向耦合系數(shù)，這里，在前述分析列寫的電壓方程式中，反向耦合電壓均是用負(fù)值表示的，M2在式中是正值，所以反向耦合系數(shù)k2也是正值，即k2是正值代表反向耦合。根據(jù)式（4）～式（8）可以得到各模態(tài)等效電感為

由表1可見，SIC-TI-Boost變換器的電壓增益是傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器的的4（1+D）倍，它是傳統(tǒng)開關(guān)電感交錯并聯(lián)Boost變換器的2（1+D）倍。傳統(tǒng)Boost變換器具有等于輸出電壓的開關(guān)和二極管電壓應(yīng)力，而SIC-TI-Boost變換器的開關(guān)S1，S2的電壓應(yīng)力僅為Boost變換器的1∕4，二極管D4的電壓應(yīng)力減小相同的幅度，D1，D2，D3的電壓應(yīng)力為Boost變換器的1∕4，均得到了有效降低。

2.3 等效電感分析

根據(jù)SIC-TI-Boost變換器在一個工作周期4個模態(tài)情況下電流波形可以得到支路等效穩(wěn)態(tài)電感為Lss=Leq4，等效暫態(tài)電感為Ltr=Leq1。

3 電感耦合度設(shè)計準(zhǔn)則

式中：ε為開關(guān)電感耦合后的電流紋波系數(shù)，即相對于非耦合情況的電流紋波倍數(shù)，當(dāng)ε＜1時，開關(guān)電感耦合后的電感電流紋波小于非耦合時的電流紋波；Ldis為非耦合情況下電感值；λ為開關(guān)電感耦合后的電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)。

由式（17）和式（18）可以得到電流紋波系數(shù)ε和電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與正向耦合系數(shù)k1及反向耦合系數(shù)k2的曲線關(guān)系圖如圖4和圖5所示。

圖4 電流紋波系數(shù)ε與正、反向耦合系數(shù)k1，k2關(guān)系曲線Fig.4 Relationship curves of current ripple coefficientε，forward and backward coupling coefficientk1，k2

圖5 電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與正、反向耦合系數(shù)k1，k2關(guān)系曲線Fig.5 Relationship curves of current dynamic response coefficients λ，forward and backward coupling coefficientk1，k2

從圖4可見，在占空比D一定，且正向耦合系數(shù)k1為定值情況下，電流紋波系數(shù)ε變化的基本趨勢是隨著反向耦合系數(shù)k2的增大先減小而后增大，但隨著占空比的變大，ε減小越來越不明顯；在占空比D一定，且反向耦合系數(shù)k2為定值情況下，電流紋波系數(shù)ε變化的基本趨勢是隨著正向耦合系數(shù)k1的增大而減小。從電感耦合后使電流紋波減小的角度，正向耦合系數(shù)k1應(yīng)設(shè)計的越大越好，而反向耦合系數(shù)k2應(yīng)根據(jù)占空比D的大小選取合理的設(shè)計值。從圖5和式（18）可見，SIC-TI-Boost變換器的電流動態(tài)響應(yīng)系數(shù)λ與占空比D無關(guān)，正向耦合系數(shù)k1越大，動態(tài)響應(yīng)越慢；相反則是，反向耦合系數(shù)k2越大，動態(tài)響應(yīng)越快。兼顧電感電流紋波和電流動態(tài)響應(yīng)可得如下設(shè)計準(zhǔn)則：

1）當(dāng)SIC-TI-Boost變換器動態(tài)響應(yīng)設(shè)計要求不高的情況下，以減小電流紋波降低磁件損耗為設(shè)計目標(biāo)，正向耦合系數(shù)k1應(yīng)越大也好，盡可能使開關(guān)電感單元中的電感全耦合，反向耦合系數(shù)k2根據(jù)占空比D的大小選取合理的設(shè)計值。

2）當(dāng)SIC-TI-Boost變換器強調(diào)動態(tài)響應(yīng)設(shè)計要求情況下，設(shè)計應(yīng)兼顧電感電流紋波，其基本原則是電感耦合后的電流紋波不能大于未耦合獨立電感時的電流紋波，因此反向耦合系數(shù)k2的選取范圍應(yīng)使ε＜1。

4 實驗驗證

樣機(jī)設(shè)計參數(shù)如下：輸入電壓Uin=12 V，開關(guān)頻率f=50 kHz，輸出電壓Uo=192 V，占空比D=0.6。耦合電感采用EE型磁芯結(jié)構(gòu)，如圖6所示，2個開關(guān)電感單元分別纏繞在EE型磁芯的2個側(cè)柱上，通過磁芯中柱氣隙調(diào)節(jié)開關(guān)電感單元間電感反向耦合系數(shù)大小，耦合電感測試參數(shù)如下：L1=101.02 μH，L2=99.91 μH，L3=100.15 μH，L4=100.21μH，M12=96.24 μH，M34=96.16 μH，M13=51.04 μH，M14=51.17 μH，M23=51.22 μH，M24=51.18 μH。

圖6 “EE”形耦合電感器Fig.6“EE”Coupled Inductor

由此計算的耦合系數(shù)大小示于表2中。

表2 耦合電感的計算耦合系數(shù)Tab.2 Computational coupling coefficient of coupling inductance

SIC-TI-Boost變換器的穩(wěn)態(tài)輸入和輸出電壓波形如圖7所示，在輸入電壓12 V條件下，輸出電壓約等于191 V，符合設(shè)計要求，實驗驗證了電壓增益理論分析的正確性。

圖7 輸入輸出電壓實驗波形圖Fig.7 Input and output voltage experimental waveforms

圖7中，輸出電壓約為191 V，約為輸入電壓12 V的16倍。圖8為開關(guān)管驅(qū)動波形，2個開關(guān)管占空比均為0.6、導(dǎo)通相位差為180°。圖9為開關(guān)管電壓應(yīng)力波形，可見開關(guān)管電壓應(yīng)力遠(yuǎn)小于輸出電壓。

圖8 開關(guān)管驅(qū)動波形Fig.8 Switch tube drive waveforms

圖9 開關(guān)管電壓波形圖Fig.9 Switch voltage waveforms

輸出電壓191 V不變時，變換器效率曲線如圖10所示，從圖10中可以看到變換器輸出功率在80～200 W變化時，約在140 W時曲線趨于平穩(wěn)，變換器效率為93%左右。

圖10 實驗樣機(jī)效率曲線Fig.10 Efficiency curve of experimental prototype

圖11分別是SIC-TI-Boost變換器在開關(guān)電感耦合與非耦合情況下的電感L1支路的電流波形，在開關(guān)電感耦合情況下電感L1支路電流紋波約等于0.7 A，當(dāng)開關(guān)電感非耦合時，電感支路電流紋波約等于1.4 A。當(dāng)開關(guān)電感耦合與非耦合時，電感電流紋波系數(shù)為0.5，由于測量原因，紋波系數(shù)略有減小，但基本吻合理論分析結(jié)果。圖8表明合理地設(shè)計SIC-TI-Boost變換器開關(guān)電感單元內(nèi)部正向耦合、開關(guān)電感單元之間反向耦合度，可以大大降低電感支路的電流紋波，從而減少電感損耗。通過上述測試波形，驗證了上述理論分析的正確性。

圖11 耦合及非耦合兩種條件下支路電流紋波Fig.11 Branch current ripple under coupled and uncoupled conditions

耦合與非耦合兩種條件下負(fù)載突變時輸出電壓變化情況如圖12所示。

圖12表明SIC-TI-Boost變換器采用開關(guān)電感磁集成后可以有效改善暫態(tài)響應(yīng)速度，提升變換器的動態(tài)電氣指標(biāo)，驗證了上述理論分析的正確性，且本文變換器的負(fù)載類型為電阻負(fù)載。

圖12 耦合與非耦合兩種條件下負(fù)載突變時輸出電壓變化情況Fig.12 Output voltage change under coupled and uncoupled load sudden change

5 結(jié)論

本文提出了一種應(yīng)用于光伏并網(wǎng)發(fā)電的新型組合式開關(guān)電感電容DC-DC變換器。分析了變換器的電壓增益、開關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力；并給出了各個模態(tài)的等效電路圖和主要工作波形圖；對分立電感磁集成給出了磁件設(shè)計準(zhǔn)則。通過分析和實驗驗證了所提變換器具有以下特點：

1）該變換器的電壓增益是傳統(tǒng)Boost變換器的4（1+D）倍，變換器的電壓增益較高。

2）在磁集成的情況下，開關(guān)電感單元正向耦合，開關(guān)電感單元之間反向耦合，合理設(shè)計耦合系數(shù)可以減小電感支路電流紋波，實驗樣機(jī)在占空比為0.6的情況下，設(shè)計開關(guān)電感單元正向耦合系數(shù)為0.96，接近全耦合，開關(guān)電感單元之間反向耦合系數(shù)為0.51左右，電感電流紋波減少50%。

3）開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力遠(yuǎn)低于變換器輸出電壓，使得變換器可以采用內(nèi)阻較小的器件，減少了器件損耗。