高昌杰

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

波導鐵氧體移相器具有損耗小、功率容量高、制作工藝簡單、成本較低等優(yōu)勢，適用于無源和子陣級有源相控陣雷達系統(tǒng)[1-2]。為了滿足不斷增加的雷達工作帶寬需求，國內外研究人員在改善波導鐵氧體移相器相對帶寬方面進行了有力探索，取得了良好效果[1-3]。羅會安[1]和胡嵐[2]均采用鐵氧體雙環(huán)矩形波導方案，分別在Ku和S波段研制了工作帶寬40%和30%的移相器樣件；EI-Badawy[3]采用格林函數(shù)法，對工作頻帶更寬的鐵氧體雙環(huán)脊波導移相器傳輸特性進行了建模分析。到目前為止，能夠在X+Ku波段實現(xiàn)80%相對帶寬的移相器實現(xiàn)方案還未見報道。EI-Badawy[3]雖然對相應頻段的移相器進行過性能分析，但僅限于主模相頻傳輸特性，其分析模型與實用設計方案還有較大差距。

基于前人相關工作，本文以鐵氧體雙環(huán)脊波導移相器為研究對象，將HFSS仿真分析和超越方程解析求解方法相結合，以截止TE20高次模、確保最佳相頻特性為約束條件，給出了移相器傳輸線電磁結構設計參數(shù)，并在優(yōu)化設計寬帶阻抗匹配網絡的基礎上，形成了能夠在X+Ku波段實現(xiàn)80%以上相對帶寬的鐵氧體移相器實現(xiàn)方案。

1 設計分析方法介紹

1.1 雙環(huán)移相器相頻特性計算分析方法的比對選擇

鐵氧體雙環(huán)脊波導移相器傳輸線的橫截面結構如圖1所示，其結構尺寸及填充材料參數(shù)對移相器幅相傳輸特性具有決定性影響。在實現(xiàn)較小傳輸損耗的基礎上確保相頻特性最佳，是移相器傳輸線設計的主要準則。當鐵氧體和填充介質電、磁損耗參數(shù)確定后，移相器的傳輸損耗大小主要取決于移相傳輸線長度。因此，移相器傳輸線的設計思想可概括為：通過優(yōu)化選擇電磁結構參數(shù)，在盡可能抑制高次模、盡可能提高相移效率的基礎上，確保相頻誤差最小。

對相頻特性的計算分析，已有兩種較為成熟方法可供選擇：HFSS軟件仿真和超越方程解析求解。HFSS軟件仿真方法具有較高準確度，但求解時間較長，不利于多參數(shù)優(yōu)化；超越方程解析求解方法方便快捷，在確保一定設計準確性的前提下可優(yōu)先選用。在此，不妨對兩種方法的計算結果進行比對分析。

鐵氧體雙環(huán)波導移相器的傳播常數(shù)超越方程由溫俊鼎教授首先提出[4]，具體如式(1)所示。該方程基于圖2所示的雙板模型，對雙環(huán)矩形波導、脊波導均適用。

圖1 鐵氧體雙環(huán)脊波導移相器傳輸線橫截面結構示意圖

圖2 鐵氧體雙環(huán)移相器雙板模型結構示意圖

(1)

其中，

該模型利用波導橫截面結構對稱性，將左半部分按不同加載形式從左到右依次分為Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ五個區(qū)域，ε0、εf、ε3和ε5分別為區(qū)域Ⅰ、Ⅱ(Ⅳ)、Ⅲ和Ⅴ的介電常數(shù)。

當κ的符號分別取“+”和“-”時，分別求解方程(1)可得到β+和β-，從而可求得單位長差相移Δβ=β+-β-。

從方程(1)可以看出，雙板模型與實際模型存在兩點主要差別：1)雙板模型將環(huán)棒中心縫區(qū)域Ⅲ等效為均勻介質填充，忽略了鐵氧體介質的存在；2)對脊波導結構，未考慮波導高度臺階引起的電容效應。這兩項差別可能引起相應的計算誤差。

為了分析方程(1)解析求解誤差，下面針對某矩形波導和脊波導結構，分別對雙板模型仿真、實際環(huán)棒模型仿真、超越方程解析求解三種情況給出比對結果，見表1所示。

表1 超越方程解析求解與HFSS仿真結果比對表

從表1中數(shù)據(jù)可以看出，解析求解方法對矩形波導的計算結果具有較高準確度，可以作為近似方法對相應器件相頻特性進行分析；而對脊波導結構移相器，該方法則具有較大誤差，需在后續(xù)工作中在考慮臺階電容效應的基礎上進行完善修正。

1.2 雙環(huán)脊波導移相器傳輸線電磁結構參數(shù)設計

由于鐵氧體和填充介質的介電常數(shù)較高，移相段傳輸線一般不可能實現(xiàn)TE10單模傳輸，設計時可采用HFSS仿真軟件，通過端口多模仿真，確保截止容易激發(fā)的TE20高次模。

通過仿真優(yōu)化，可得到綜合性能較優(yōu)的雙環(huán)脊波導移相器傳輸線設計參數(shù)如下(尺寸單位：mm)：脊波導寬邊a=5.8、窄邊b=3.5、脊間距b1p=1.9，鐵氧體環(huán)板厚a2=0.6、中心縫寬a3=1.2、中心縫高sh=2.3、介電常數(shù)εf=14、4ПMr=1280 Gs，脊間加載介質寬度2a5=1、介電常數(shù)ε5=40。該組設計參數(shù)在7 GHz以上具有較好傳輸特性，在17 GHz以下可截止TE20高次模，在7～18 GHz內具有較好相頻特性，具體數(shù)值如表2所示。

表2 雙環(huán)脊波導移相器相頻特性仿真結果數(shù)據(jù)表

1.3 匹配網絡設計

考慮到需實現(xiàn)X+Ku波段寬帶傳輸，擬選用橫截面如圖3所示的36JS5000型脊波導作為該移相器對外接口。在接口波導與移相段之間級聯(lián)阻抗匹配網絡，是實現(xiàn)移相器良好性能的重要保證。本文擬按如下步驟給出阻抗匹配網絡的設計參數(shù)。

圖3 X+Ku波段移相器射頻接口波導結構示意圖

首先，進行初值設計。

選取中心頻率f0=12 GHz，可通過仿真得到移相段傳輸線(鐵氧體等效為電介質)等效阻抗Z0=λgf=5.2，接口波導等效阻抗Zn+1=λg0=26.6，阻抗變換比R=Zn+1/Z0=5.1，取設計相對帶寬Wq=1，查相關設計表格[5]，可得駐波比ρmax=1.29時三階切比雪夫阻抗變換器的歸一化阻抗分別為：

于是，可綜合出三階阻抗匹配網絡的波導波長分別為：

三階阻抗匹配網絡均采用脊波導中間部分填充滿高度介質結構，可通過仿真調優(yōu)，得到其初始設計參數(shù)如表3所示。采用該設計參數(shù)，可建立如圖4所示的HFSS仿真模型，通過進一步對填充介質尺寸進行優(yōu)化，可得到如圖5所示的最佳匹配特性，為便于比較，將仿真優(yōu)化后的相應參數(shù)也一并列于表3中?？梢钥闯觯瑑?yōu)化前后的介質縱向長度尺寸差異較大，主要誤差來源于初始設計中未考慮各階波導高度的臺階電容效應。

圖4 移相器匹配網絡參數(shù)仿真優(yōu)化模型圖

表3 匹配網絡參數(shù)初始設計值與仿真優(yōu)化后結果對比數(shù)據(jù)表(尺寸單位：mm)

圖5 優(yōu)化設計得到的寬帶移相器駐波系數(shù)仿真曲線

從圖5可以看出，該移相器可在大約11 GHz帶寬內實現(xiàn)駐波系數(shù)小于1.4的匹配特性。

2 結束語

為了便于分析相頻特性，本文對前人提出的超越方程解析求解方法的準確度和適用性進行了比對分析，為該方法的進一步完善提供了可行途徑。在此基礎上，通過仿真優(yōu)化，得到了具有較好相頻特性和阻抗匹配特性的移相器設計參數(shù)，為X+Ku波段超寬帶移相器實現(xiàn)80%以上相對工作帶寬提供了可行方案。在后續(xù)工作中，將對阻抗匹配特性進行改善，并將對相應設計參數(shù)進行實驗驗證。