馬 艷

(武漢交通職業(yè)學(xué)院， 湖北 武漢 430065)

1 引言

在全球能源危機(jī)的背景下，隨著人們環(huán)保意識日益增強(qiáng)以及新技術(shù)、新材料的出現(xiàn)和發(fā)展等多種因素的推動，電動汽車因兼具清潔環(huán)保的特征已成為新能源汽車的主要發(fā)展方向[1]。而電動汽車充電技術(shù)的發(fā)展和充電基礎(chǔ)設(shè)施的建設(shè)，是電動汽車得以快速發(fā)展的先決條件之一[2]。本文是設(shè)計一款基于AC220V輸入，輸出電壓為DC60—90V，輸出功率為2000W的電路，其主要電路由主充電電路及控制電路組成。通過UC3846控制芯片，實現(xiàn)全橋有限雙極性控制，結(jié)合有源功率校正技術(shù)(Active Power Factor Correction，簡稱APFC)，可提高功率因數(shù)到0.99，既治理了電網(wǎng)的諧波“污染”，又提高了開關(guān)電源的整體效率。

該車載充電機(jī)設(shè)備可廣泛應(yīng)用在低速電動汽車上。目前，低速車的車載充電機(jī)的設(shè)計方案主要有三種：第一種方案是采用單相功率因數(shù)校正+移相全橋變換器；第二種方案為采用并聯(lián)無橋功率因數(shù)校正+兩級逆變變換器；第三種方案是單相功率因數(shù)校正+推挽逆變。第一種方案適用于充電機(jī)功率在2kW、3.3kW功率等級；第二種方案適用于更大功率等級充電機(jī)方案；第三種方案效率不高，對功率管要求較高，散熱也有一定要求。本設(shè)計采用的單相功率因數(shù)校正+有限雙極性全橋變換器的方案，與移相全橋方案一樣，適合該功率段設(shè)計，優(yōu)勢在于有限雙極性控制方法，可實現(xiàn)超前和滯后橋臂全范圍零電壓、零電流軟開關(guān)。在輕載及重載條件下，效率可進(jìn)一步提高。

2 總體設(shè)計方案

2.1 系統(tǒng)架構(gòu)圖

車載充電機(jī)將電網(wǎng)的交流電經(jīng)過整流、升壓有源功率因數(shù)校正與濾波穩(wěn)壓電路后轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?，再?jīng)過有限雙極性全橋逆變變換、整流濾波后將電能變換成可以對蓄電池進(jìn)行充電的直流電能[3]。電池管理系統(tǒng)通過CAN通信方式告知電池狀態(tài)及充電需求，車載充電機(jī)控制模塊根據(jù)充電需求，設(shè)置輸出電流電壓限定值，控制PWM產(chǎn)生電路，通過占空比的調(diào)節(jié)實現(xiàn)輸出電壓及電流調(diào)整，從而形成閉環(huán)控制。充電器電路的總體結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1 充電器電路的總體結(jié)構(gòu)圖

2.2 系統(tǒng)功能

1)充電機(jī)內(nèi)部集成有源功率因數(shù)校正(PFC)，功率因數(shù)達(dá)到99%以上，同時采用ZVS軟開關(guān)技術(shù)，可以實現(xiàn)對電網(wǎng)零污染，避免大電流沖擊電網(wǎng)，同時效率可達(dá)到93%以上。

2)輸入電壓范圍非常寬，AC85—265V，適合全世界任何地區(qū)的電壓等級，對于電網(wǎng)波動以及車輛出口具有很大的便利性。

3)適合鉛酸、鋰電池等各種蓄電池充電。充電模式靈活、可編程，預(yù)置了可選擇的10條充電曲線。具有CAN通信接口，可以和帶CAN總線的BMS實現(xiàn)實時通信。

4)完備的安全防護(hù)措施：

① 交流輸入過壓、欠壓保護(hù)功能；

② 交流輸入過流保護(hù)功能；

③ 直流輸出過流保護(hù)功能；

④ 直流輸出短路保護(hù)功能；

⑤ 輸出軟啟動功能，防止電流沖擊；

⑥ 在充電過程中，充電機(jī)能保證動力電池的溫度、充電電壓和電流不超過允許值，自動根據(jù)BMS的電池信息動態(tài)調(diào)整充電電流；

⑦ 自動判斷充電連接器、充電電纜是否正確連接。當(dāng)充電機(jī)與電池正確連接后，充電機(jī)才能允許啟動充電過程；當(dāng)充電機(jī)檢測到與電池連接不正常時，立即停止充電；

⑧ 充電聯(lián)鎖功能，保證充電機(jī)與動力電池連接分開以前車輛不能啟動；

⑨ 過熱保護(hù)。當(dāng)充電機(jī)內(nèi)部溫度超過75 ℃時，充電電流自動減少，超過85 ℃時，充電機(jī)保護(hù)性關(guān)機(jī)，溫度下降時，自動恢復(fù)充電。

3 子模塊設(shè)計方案

基于上面總體結(jié)構(gòu)所述，本電路主要由兩部分組成，主充電電路和主控制電路，對主充電電路拓?fù)浼爸骺刂齐娐废嚓P(guān)解決方案分析如下。

3.1 主充電電路硬件設(shè)計

主充電電路由EMC濾波電路、整流電路、有源功率因數(shù)校正電路、有限雙極性全橋逆變電路、輸出整流電路和輔助供電電路組成，主充電電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 主充電電路拓?fù)鋱D

3.1.1 EMI濾波電路及軟起動電路

1)EMI濾波方案

如圖3所示，因為交流輸入電源上有些高頻干擾，一般的作法是加CX、CY電容、共模及差模電感，其中CX電容及共模電感的作用是濾去信號線上的共模干擾，CY及差模電感是濾去干擾信號中的差模干擾。一般設(shè)計中是加了一級濾波，而因為輸入電源中的干擾主要是共模干擾，本設(shè)計中為了更好的濾去輸入信號中的干擾，同時充分簡化電路，使用的是兩級共模加一級差模濾波方式，但去掉了一個差模電感，將之移到全波整流后，僅由CX電容對差模干擾進(jìn)行濾除，能完全濾掉幾兆赫以上的共模及差模信號，使EMC功能更加優(yōu)良。本設(shè)計中用到的CX電容容量為2.2uF/275V的安規(guī)電容，CY電容容量為4.7uF/275V的安規(guī)電容，兩個共模電感為2mH。

圖3 EMI及軟起動電路

2)軟起動電路

因為大功率電源中所用的電容容量都較大，ESR都很小，剛通電源時，因為電容初始電壓為0，所以充電電流相當(dāng)大，通常幾十安至100安以上，如果此時沒有保護(hù)措施，會燒壞MOS管等功率器件，故在大功率電源中，常使用軟起動來解決這種問題。本設(shè)計中采用的是繼電器軟起動方式，開機(jī)時，繼電器因為線圈沒有得電而處于斷開狀態(tài)，電流通過與繼電器常開觸點(diǎn)并聯(lián)的電阻R給后面電路供電，有效限制了開機(jī)電流；通電后，變壓器的通斷由輔助變壓器輸出控制，經(jīng)過一段時間后，輔助變壓器正常啟動后，此時整流電容也充電完成，繼電器打開，短路R,完成軟起動過程。

3.1.2 PFC電路

本電路的濾波采用的是全橋濾波方式，經(jīng)過濾波電路后的電壓過一個全橋整流，但通過了濾波電路后的電壓與電流存在相位差，并且輸入電流不是正弦波，因而會產(chǎn)生一個很大的諧波，造成功率因數(shù)可能只有60%—70%左右，從而使電路的效率只有70%左右，損失極為嚴(yán)重。為了解決功度因數(shù)過低的問題，在本電路中增加一個功率因數(shù)控制電路，如圖4所示。

圖4 PFC電路

目前使用的功率因數(shù)校正電路常用的有電流峰值控制法及電流平均值控制法兩種方式。電流峰值法主要是使輸入電流的峰值對電路進(jìn)行斜波補(bǔ)償，而平均電流控制法則是采用平均電流與輸出電壓進(jìn)行組合后進(jìn)行功率因數(shù)調(diào)節(jié)。它們都是使輸入電流的包絡(luò)線跟隨輸入電壓進(jìn)行變化，從而消除相位差，因平均電流控制法比峰值電流控制法少用一個控制環(huán)，同時效率一樣，故本電路采用的是平均電流控制法，經(jīng)過此電路后，理論上功率因數(shù)可以達(dá)到99%。本文選取PFC集成芯片L4981為例分析其結(jié)構(gòu)組成、工作原理、引腳作用，并搭建其外圍電路，工作開關(guān)頻率選擇為56.7kHz，器件選型說明如下。

1)整流橋D8的選擇

主要考慮最大反向電壓、正向平均電流、最大浪涌電流及熱效應(yīng)這幾個因素。

最大反向電壓：

264V×1.414×1.2=448V

故得選600V額定電壓的整流橋。

最大平均電流：

熱效應(yīng)是要求橋的額定值遠(yuǎn)大于計算值，本方案采用加強(qiáng)散熱片的方式。

通過上面的計算，本設(shè)計中選用KBJ2510或GBJ2510,峰值電壓1000V，峰值電流350A，平均電流25A，完全符合要求。

2)最大沖擊電流限制

因本設(shè)計中輸出端有C30、C31、C32三個電容，故開機(jī)時會有一個很大的沖擊電流存在，本設(shè)計中采用繼電器軟起動的方式進(jìn)行消除過流影響。

3)輸入保險

輸入保險必須大于最大沖擊電流，本設(shè)計中選用30A、250VAC保險。

4)輸入濾波電容

置于橋式整流后面，電容作用為平滑高頻紋波及能承受最大峰值輸入電壓，本設(shè)計中為C22,計算如下：

取標(biāo)準(zhǔn)電容2.2uF/275V。

注：Kr為電流波動系數(shù)，r為0.02—0.08，本設(shè)計取0.06。

5)輸出濾波電容

輸出濾波電容的作用主要是平滑輸出電壓紋波。

為了減小成本，本設(shè)計中采用C30、C31、C32的三個電容都為220uF并聯(lián)使用。

如果輸出需要一個特定的保持時間，則：

電容的額定電壓：

Vcap>Vout+Vripple+Vmargin=

400+12+35=447V

故選取最大耐壓為450V的電容。

用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀分析超聲換能器阻抗匹配電路的阻抗曲線變化趨勢,并不斷地優(yōu)化修改高低頻段中心頻率處的匹配阻抗值及LC參數(shù)值,調(diào)整阻抗曲線的位置,使S11與S22的軌跡壓縮在Smith Chart中心點(diǎn)附近,如圖5所示,AOTF光譜衍射效率達(dá)到最高,此時高低超聲換能器優(yōu)化后的匹配阻抗值為15-j*10 Ω和20-j*15 Ω。在AOTF衍射效率最佳的情況下,優(yōu)化后的高低頻段換能器匹配電路的S11參數(shù)在-30 dB～-20 dB之間,滿足回波損耗小于-10 dB的參數(shù)指標(biāo)[7],雙路超聲換能器阻抗匹配電路輸入回波損耗測試結(jié)果如圖6所示。

6)功率MOS管

選擇的標(biāo)準(zhǔn)是DS間的耐壓及溫度效應(yīng)。

最大輸出電壓：

BVdss>Vout+Vripple+Vmargin=

400+12+35=447V

額定功率主要考慮Rdson及熱特性，MOS管的損失主要包括傳導(dǎo)及開關(guān)損失，開關(guān)損失主要由容性及線路損失，由MOS管di/dt決定。最大傳導(dǎo)損失由下式計算：

則開關(guān)管導(dǎo)通損耗Ponmax如式：

Ponmax=IqRMSmax2×Rds

參照開關(guān)管SPW24N60C3手冊Rds=0.16Ω，驗收該MOS導(dǎo)通損耗為75W。

電容開關(guān)損耗：

Pcap=(3.3×Coss×Vout1.5+

注：COSS為輸出電容930pF，Cext為布板電容100pF，升壓功率因數(shù)校正電路開關(guān)頻率Fsw設(shè)定為56.7kHz，則電容開關(guān)損耗1.8W。

開關(guān)管開關(guān)過程總損耗：

Pcrossover=Vout×Iqrms×Fsw×Tcr+Prec=

400×21.66×56.7×21ns+1.5=11.5W

其中，Tcr為開關(guān)時間，Prec為Boost二極管損耗。

根據(jù)以上損耗設(shè)計相關(guān)散熱，仿真溫升情況。

7)Boost二極管選取

主要考慮峰值關(guān)斷電壓、正向平均電流、反向恢復(fù)時間及熱考慮。

Vrrm=600V

二極管在輸入電壓最低條件下，峰值電流計算為12.98A，通過計算二極管上的最大損耗如下式：

Pcond=Vto×Iout+Idrms×Idrms×Rd=

2.1×5+12.98×12.98×0.05=18.9W

Vto導(dǎo)通時電壓降，Rd導(dǎo)通電阻。

反向?qū)〞r間得快，本設(shè)計選用1SL9R3060-G2,Tr=60ns。

8)Boost電感

Boost電感主要為了限制高頻電流波動△Ⅱ。

3.1.3 變壓器設(shè)計

本設(shè)計的輸出功率Pout為2kW，電源效率為0.92，則該變壓器視在功率Pt為：

變壓器的功率容量為：

fs是開關(guān)工作頻率(Hz)；Bw是工作磁感應(yīng)強(qiáng)度(T)；Ae是磁芯的有效截面積(m2)；Kf是波形系數(shù)，表示波形的有效值與平均值之比。此處取Kf=4，取電流密度J=400A/cm2，fs=56KHz，Bw=0.16T，效率η為92%。窗口使用系數(shù)K0=0.4，則AP=7.27cm4。

通過查找磁芯對照表，滿足要求的磁芯為EE57、EE60、EE55，對比變壓器尺寸，同時考慮溫度對磁通的影響，考慮余量，EE55磁芯AP值13.68cm4大于7.27cm4，且體積在以上三種磁芯中也具有優(yōu)勢。因此，EE55磁芯比較合適。

表1 EE磁芯表

選擇確定好磁芯后，可通過原副邊電壓確定匝比N1，再通過以下公式可確定原邊匝數(shù)。

3.1.4 輔助電壓電路

PFC調(diào)整后進(jìn)行整流，經(jīng)過輔助變壓器后輸出兩路電壓：一路為15V，供PFC控制電路部分用；另一路為12V，經(jīng)過降壓處理后給單片機(jī)控制電路供電使用。輸出功率設(shè)計為9W，分別為15V/0.2A及12V/0.5A，因本電源僅供控制板用，故沒有采用光耦反饋，而采用的是輔助電源反饋，輔助電源也作為一路輸出，變壓器采用的是EE16,材質(zhì)為PC40,控制芯片為VIPER20A，有效的減小了輔助電源的面積。

1)變壓器制作

圖5 變壓器制作簡圖

為了提高效率，變壓器的原邊150匝分為兩部分，最里層75匝，上面繞30匝作為輔助反饋電源輸出(也是一路15V工作電壓，供PFC及PWM電路用)，上面再繞25匝作為12V輸出，最后繞原邊的75匝，這樣能有效的預(yù)防電磁泄露，提高效率。當(dāng)輸入電壓為375V時，占空比為15×150/(375×30)=20%。

圖6 外圍設(shè)計電路圖

2)外圍設(shè)計

開關(guān)工作頻率由C28和R41確定，通過芯片手冊頻率計算公式：

取值Rt=7.5k，Ct=3.3nF，計算可得工作頻率FSW=86kHz。

因為Vctrl=15V，故VDD=15+0.7-0.7-1.4-0.6=13V，Viper20A通過不停地將這個13V與芯片內(nèi)部的13V進(jìn)行比較，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出的目的。

3.1.5 輸出AC/DC整流

圖7 AC/DC整流電路圖

1)EMC部分

本電路為直接對外接口，輸出到電池，故需進(jìn)行EMC抗干擾設(shè)計，圖中的R5、C9、C8、C3、C11、C2、C12、L1、L2為此目的。

2)電池反接保護(hù)設(shè)計

本設(shè)計中，當(dāng)沒有電池或電池反接時，充電機(jī)均不工作。在變壓器整流輸出及電池插座間接有一個繼電器，電池接插座上并聯(lián)引出兩根線接到主控制板CPU，當(dāng)CPU未檢測到電壓或電壓為負(fù)，證明沒有電池或電池反接，此時繼電器不接通，使主電路的輸出電壓不會輸出到輸出端子上。

3)輸出電感計算

本設(shè)計增加余量，取78μH。

4)輸出電容計算

本設(shè)計增加余量，取三個470μF的電容并聯(lián)。

3.2 控制電路設(shè)計

3.2.1 硬件設(shè)計

本部分主要由三部分組成，分別為PFC控制板、PWM控制板及通訊控制板。PFC主要與主電路板中的BOOST電路一起作用，使輸入的功率因數(shù)達(dá)到99%；PWM控制板為主逆變電路部分提供PWM可調(diào)波，使輸出穩(wěn)定在所需的電壓上；通訊控制板主要是為了與電池管理系統(tǒng)進(jìn)行通訊，實時取得電池的電流及電壓信息，對PMW進(jìn)行控制。

1)PFC控制電路部分

此電路與主充電電路中的PFC電路部分共同作用，使電路輸入的功率因數(shù)達(dá)到99%以上。主控制芯片為L4981,采用的是平均電流控制法進(jìn)行PFC控制，通過實時采集輸出電壓及整流后的輸出電流，進(jìn)行閉環(huán)控制，從而達(dá)到調(diào)節(jié)PFC的目的。

與一般的PFC控制芯片相比，L4981具有以下優(yōu)點(diǎn)：

① 控制功率因數(shù)達(dá)99%以上；

② 電流畸變率≤5%；

③ 采用噪聲系數(shù)最小的平均電流控制模式；

④ 啟動電流低(0.3mA)；

⑤ 低壓輸出鎖定及可編程門檻電壓；

⑥ 過壓及過流保護(hù)；

⑦ 2%輸出電壓參基準(zhǔn)。

2)PWM控制電路部分

電路PWM產(chǎn)生芯片為雙通道輸出的KA3846,全橋控制芯片為IR2110。其中PWM產(chǎn)生部分的采樣環(huán)路電壓由通訊板根據(jù)要求進(jìn)行提供，由CPU根據(jù)控制電壓輸出反饋電壓到KA3846的5PIN上，控制KA3846的輸出脈寬，由IR2110轉(zhuǎn)換成全橋控制脈寬，以控制PWM的寬度。

3)通訊板控制部分

本部分電路主控制芯片是C8051F061，它具有CAN通訊接口，具有AD及DA轉(zhuǎn)換模塊，三路回差電壓可編程的模擬比較器，JTAG功能，從而很大程度的降低了電路的的復(fù)雜性，與主電路板一起，對電池的充電電壓，充電電流進(jìn)行實時監(jiān)測。同時實時監(jiān)測充電機(jī)的溫度，使充電機(jī)具有過壓、過流、過熱保護(hù)功能，使充電機(jī)無論在過壓、過流、過溫情況下均將輸出斷開，從而保護(hù)電池不受損壞。同時，根據(jù)BMS的指令作出相應(yīng)的處理，調(diào)整控制PWM電路的脈沖寬度，動態(tài)的改變充電電流及充電電壓。

3.2.2 軟件設(shè)計

電動汽車充電機(jī)上電工作時，開始檢測充電導(dǎo)線，控制引導(dǎo)線以及與電池管理系統(tǒng)的通信線路是否連接上。電池管理系統(tǒng)作為電動汽車充電機(jī)的上位機(jī)做出回應(yīng)，并告知充電機(jī)汽車電池類型，采用何種充電方式以及充電曲線。電池管理系統(tǒng)實時采集電池充電狀況，并通過充電電流電壓閾值設(shè)定，判斷電池充電狀態(tài)的切換。電池管理系統(tǒng)通過CAN總線與汽車充電機(jī)相互通信，充電機(jī)獲取充電曲線中恒壓模式或恒流模式下對應(yīng)的電壓或電流。汽車充電機(jī)控制模塊對輸出電壓或電流進(jìn)行雙閉環(huán)AD采樣反饋，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后，調(diào)節(jié)移相全橋PWM的相位角，從而調(diào)節(jié)了電源利用率，使電路穩(wěn)定在設(shè)定的電壓或電流下輸出，從而實現(xiàn)電池在電池管理系統(tǒng)設(shè)定的充電曲線下充電。充電機(jī)軟件實現(xiàn)流程如下圖8所示。

圖8 充電機(jī)軟件流程圖

同時，軟件部分采用周期中斷方式查詢CAN總線通信的消息對象接口寄存器，處理相關(guān)數(shù)據(jù)，判斷充電模式是否發(fā)生變化，以及獲取輸出電壓電流值，通過電壓和電流閉環(huán)進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，使充電機(jī)按照電池管理系統(tǒng)充電策略對電池組進(jìn)行充電。

3.3 測試驗證

3.3.1 測試方案

采用容量3kW的可編程交流電源PA9530作為交流輸入，便于測量讀取輸入電壓、電流及功率因數(shù)；采用大功率電子負(fù)載IT8518S作為設(shè)備負(fù)載，便于設(shè)定和讀取輸出電壓、電流和功率。

3.3.2 實驗結(jié)果分析

功率因數(shù)和電源效率是作為開關(guān)電源品質(zhì)的重要考核特征。對該車載充電機(jī)功率因數(shù)校正電路進(jìn)行測試，對比增加PFC電路后對效率及功率因數(shù)的影響，見表2。

表2 實物測試數(shù)據(jù)

由上可見，增加PFC后對功率因數(shù)及效率都有極大的改善。

表3 車載充電機(jī)測試數(shù)據(jù)(電子負(fù)載4歐姆)

通過表3數(shù)據(jù)分析，隨著功率因數(shù)校正電路的加入，有效地減小了諧波對電網(wǎng)的影響，電源整體效率在滿載條件下達(dá)到91.5%，可有效減小散熱面積，從而減小車載充電機(jī)體積及質(zhì)量。

4 結(jié)論

本文提出了一種電動汽車車載充電機(jī)的設(shè)計方案，并詳細(xì)介紹了主充電電路硬件設(shè)計，包括EMI濾波電路及軟起動、PFC電路、輔助電壓電路和輸出AC/DC整流電路，簡單介紹了控制電路設(shè)計，并進(jìn)行了測試驗證，該方案中采用了高頻開關(guān)電源、軟開關(guān)、軟起動、功率因數(shù)校正、CAN通信控制、快速充電等多種關(guān)鍵技術(shù)，減小了充電機(jī)的體積，提高了充電效率及充電機(jī)的安全、可靠、實時操作靈活性。本設(shè)計采用有限雙極性控制方法，可實現(xiàn)超前和滯后橋臂全范圍零電壓、零電流軟開關(guān)。在輕載及重載條件下，效率可進(jìn)一步提高。