王昭昭，梅建偉，羅濤

（湖北汽車工業(yè)學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院，湖北 十堰442002）

反激變換器是Buck-Boost 變換器的一種隔離拓撲延伸，具有寬輸入電壓范圍、結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)、多路輸出等優(yōu)點，常被用來設(shè)計電動車用控制器的輔助電源。由于反激變換器的變壓器在設(shè)計制作過程中存在漏感，在開關(guān)過程中電感的續(xù)流作用導(dǎo)致電壓尖峰的產(chǎn)生，造成開關(guān)管電壓應(yīng)力過大，易損壞開關(guān)器件。因此在基本的反激拓撲中需要加入箝位電路，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，通過箝位電路進行緩沖吸收。箝位電路通常分為有源箝位電路和無源箝位電路，而RCD 無源箝位相較于有源箝位，無需控制和驅(qū)動電路，具有設(shè)計簡單，成本低廉等優(yōu)點［1-2］。因此，對于RCD 無源鉗位電路參數(shù)設(shè)計的研究，具有重要的實際應(yīng)用價值。

1 反激系統(tǒng)主回路設(shè)計

圖1 反激系統(tǒng)電路原理圖

文中設(shè)計的反激變換器應(yīng)用于EPS 控制中的輔助電源，反激系統(tǒng)電路原理如圖1所示。系統(tǒng)主回路是在反激電路基本拓撲的基礎(chǔ)上，在變壓器兩端加上RCD 鉗位電路，通過LM3481QMMX 芯片進行開關(guān)管的驅(qū)動，使整個電路工作。主回路技術(shù)參數(shù)如下：輸入電壓為16～36V，變壓器二次側(cè)雙路輸出，輸出為24 V 和5 V，變壓器骨架用EE30-12P 結(jié)構(gòu)，勵磁電感為18μH，漏感為0.45μH，開關(guān)頻率為148 kHz，占空比15%，開關(guān)管型號IPD78CN10NG，開關(guān)管漏源電壓為100V。

2 反激電路工作原理分析

原理圖中的基本反激變換器拓撲簡化為圖2所示，R1、C1、D1構(gòu)成RCD 箝位電路，D1、D2為理想二極管，導(dǎo)通壓降為0V。

圖2 反激變換器基本拓撲

圖3 為電路工作時的各個波形。其中Ug為開關(guān)管Q的柵極驅(qū)動電壓，UC1為箝位電容C1兩端電壓，Im為漏感Lr和勵磁電感Lm中的電流，Uds為開關(guān)管漏源電壓。通過不同的驅(qū)動電壓，使開關(guān)管開通或關(guān)閉，電路中的電流沿著不同的環(huán)路進行流通，實現(xiàn)能量傳遞。

式中：Uin為輸入點電壓；UL為電容C1中的最低電壓；UH為電容C1中的最高電壓；Uf為變壓器二次側(cè)折射到一次側(cè)的電壓；Uo為變壓器二次側(cè)電壓經(jīng)過濾波后的電壓；n為變壓器變比。針對圖3 中的每個工作時間段，分析開關(guān)管的通斷和電路的工作情況，各個時間段內(nèi)的電流環(huán)路如圖4所示。

圖3 工作波形

1）t0～t1時間段 開關(guān)管Q導(dǎo)通，電池電壓直接加載在變壓器兩端，對Lm和Lr進行充電，由于電感電流不能突變的特性，電流Im線性上升。當(dāng)電路處于穩(wěn)態(tài)時，電容C1中儲存有一定能量，該能量通過C1與R1構(gòu)成的環(huán)路進行釋放。此階段電流環(huán)路如圖4a所示。

2）t1～t2時間段t1時刻，開關(guān)管關(guān)斷，電流Im上升到最大電流Iimp。由于電感的續(xù)流作用，Lm和Lr通過開關(guān)管并聯(lián)的Cds進行續(xù)流充電。Cds的容量相對于Lm和Lr較小，且該充電時間比較短，通常視為恒流充電，充電電流為最大電流Iimp。直到t2時刻，Cds兩端的電壓抬升到U1，變壓器二次側(cè)的D2開始正向?qū)ǎ敵鲭妷簽閁o。此階段電流環(huán)路如圖4b所示。

圖4 不同時間段電流環(huán)路

3）t2～t3時間段t2時刻，變壓器二次側(cè)導(dǎo)通，Lm開始向變壓器二次側(cè)傳輸能量，Lm兩端電壓被二次側(cè)箝位到Uf，Lr中電流繼續(xù)向Cds充電。t3時刻，Cds兩端電壓抬升到U2時，D1導(dǎo)通，Lr中電流給C1充電。此階段電流環(huán)路如圖4c所示。

4）t3～t4時間段t3時刻，D1導(dǎo)通，Lr中的電流同時向Cds和C1充電。由于C1的容量相對于Cds較大，Lr中的電流迅速下降，通常認為Lr中的能量全部被C1吸收，且UC1基本無變化。t4時刻，Lr中的能量全部轉(zhuǎn)移到C1中，此時Uds到達U3。此階段電流環(huán)路如圖4d所示。

5）t4～t6時間段t4時刻，Lr中的能量全部轉(zhuǎn)移到C1中，Lr電流下降為0 A，電壓變?yōu)? V，D1截止。由于變壓器二次側(cè)導(dǎo)通，Lm兩端電壓被箝位為Uf，Lr和Cds進行諧振，直到t5時刻，諧振結(jié)束，開關(guān)管兩端電壓變?yōu)閁1。保持Uds不變，直到t6。此階段電流環(huán)路如圖4e所示。

6）t6～t7時間段t6時刻，Lm中的能量為0 J，二次側(cè)D2截止，Lm兩端的電壓不再被箝位。此時，Lm、Lr和Cds進行諧振。直到t7時刻，諧振結(jié)束，Uds變?yōu)?V。此階段電流環(huán)路如圖4f所示。

3 RCD參數(shù)設(shè)計

3.1 C1設(shè)計

在反激變換器中，變壓器制作時磁芯之間會存在氣隙，產(chǎn)生漏感。氣隙過大，漏感較大，在高頻下容易產(chǎn)生尖峰電壓，致使開關(guān)器件電壓應(yīng)力過大而損壞；氣隙過小，變壓器容易磁飽和，導(dǎo)致變壓器發(fā)熱燒毀。因此，在實際設(shè)計中，需要調(diào)節(jié)變壓器氣隙，通常在工程應(yīng)用中，采用添加紙屑或磨氣隙的方法來調(diào)節(jié)漏感的大小。

在開關(guān)管開通過程中，漏感儲存的能量為

式中：T為開關(guān)周期；D為占空比。C1在穩(wěn)態(tài)時電容中變化的能量為

Cds容量較小，C1的容量遠大于Cds，通常認為漏感中儲存的能量全部轉(zhuǎn)移到C1中。

式中：WC1為C1變換的能量；k為C1兩端最低電壓相對于最高電壓的比值，0＜k＜1。根據(jù)能量守恒，Lr中的能量等于C1中變換的能量，結(jié)合式（3）可得：

開關(guān)管選型的漏源電壓為UDSS，實際工作中開關(guān)管所承受的最大漏源電壓為

為了保證開關(guān)管能正常安全工作，需滿足

根據(jù)文獻［1］所述，反激變換器正常工作時，為了不影響變壓器一次側(cè)Lm中儲存的能量向二次側(cè)傳輸，提高傳輸效率，UL應(yīng)大于Uf，即

聯(lián)立式（4）得：

3.2 R1設(shè)計

反激變換器中Lr的能量被C1吸收，而C1的能量又全部被R1所消耗。C1兩端電壓變化近似為線性變化，為了簡化計算，取平均電壓為電阻兩端的電壓。根據(jù)前面的理論分析，在1 個周期中，只有在t3～t4時間段內(nèi)R1不耗C1能量，且該時間段非常短，相對于整個周期，可以忽略不計，因此認為整個周期時間內(nèi)，R1都在消耗C1儲存的能量。R1所消耗的能量為

聯(lián)立式（3）和式（10）得：

3.3 D1設(shè)計

根據(jù)上述原理分析，D1的關(guān)斷的時間是在t0～t3和t4～t7時間段內(nèi)，導(dǎo)通的時間是在t3～t4時間段內(nèi)。在D1關(guān)斷時，D1兩端承受的反向電壓為

D1導(dǎo)通時，正向?qū)娏髯畲笾禐橥ㄟ^電感中的最大電流值，即

理論分析中的二極管為理想狀態(tài)，而實際的二極管存在正反向恢復(fù)時間，在這段時間中，二極管相當(dāng)于導(dǎo)通狀態(tài)，造成開關(guān)管兩端電壓產(chǎn)生一定的震蕩，同時二極管自身的功耗也會造成一部分的能量損耗。因此在二極管選型中，為了保證二極管能安全正常工作，通常需要選擇反向耐壓和最大導(dǎo)通電流大于反向電壓和正向最大導(dǎo)通電流的1.2 倍，并且功耗小，反向恢復(fù)時間短的超快恢復(fù)二極管。

4 實驗設(shè)計及實驗結(jié)果分析

4.1 實驗參數(shù)計算及實驗結(jié)果分析

當(dāng)輸入電壓為24 V，k取0.9，根據(jù)上述原理分析計算Iimp為1.318 A。C1選取范圍為62.3～342 nF，實驗當(dāng)中選取電容141 nF。根據(jù)實際選取的電容，計算電阻為450 Ω，實驗條件所限，選用阻值為487 Ω 的電阻替代。通過二極管的最大峰值電流為1.318 A，最大反向電壓為37.4 V。實驗采用MURS120T3G 型號超快恢復(fù)二極管，根據(jù)數(shù)據(jù)手冊，最大反向電壓為200V，最大峰值電流為2A，正向?qū)▔航禐?.79 V，反向恢復(fù)時間為25 ns，滿足1.2倍安全裕量的實驗需求。根據(jù)設(shè)計的參數(shù)進行實驗，實驗波形如圖5～8所示。

根據(jù)圖5的Uds波形顯示，在開關(guān)管開通后，當(dāng)電感電流下降到0 A時，電壓達到最大值為39.4 V，波形變化與理論分析波形一致。根據(jù)圖6的UC1波形顯示，UH為13.4 V，UL為12.4 V，兩端電壓基本變化不大，計算k值為0.925，與實驗設(shè)計的0.9基本吻合；整個波形變化與理論分析一致。綜合圖5～6，根據(jù)公式（1）計算得UH為37.4 V，與實驗測得的最大值39.4 V相差2 V。由于理論分析中的二極管為理想二極管，而實驗中的二極管兩端正向?qū)▔航禐?.79 V，存在功耗問題，且二極管正反向恢復(fù)時間，會導(dǎo)致電壓存在一定震蕩，造成電壓略大于理論計算。根據(jù)圖7變壓器輸出兩端電壓波形顯示，并結(jié)合理論分析，在t3～t6時間段內(nèi)，D2導(dǎo)通，電壓被箝位為24V，t6～t7時間段內(nèi)，變壓器一次側(cè)存在諧振，造成二次側(cè)的電壓震蕩。根據(jù)圖8的Uo波形顯示，電壓基本穩(wěn)定在24V，符合理論分析與實驗設(shè)計。

圖5 Uds波形

圖6 UC1波形

圖7 變壓器二次側(cè)輸出端電壓波形

圖8 Uo波形

4.2 Cds對Uds波形的影響

通過測試發(fā)現(xiàn)，在圖3 中的t6～t7時間段，電壓震蕩波較多，且震蕩時間相對于整個周期比例較大。根據(jù)理論分析，該時間段內(nèi)，Lr、Lm和Cds存在諧振，變壓器不進行能量傳遞。因此，通過改變Cds的大小，來研究其對諧振時間和振蕩次數(shù)的影響。

圖9 不同Cds時Uds波形

圖9 所示為Uds波形，試驗使用的開關(guān)管為IPD78CN10NG，Cds約為70 pF，通過并聯(lián)電容來增大Cds的容量，圖9 a 為Cds取70 pF 時的波形，圖9 b為在開關(guān)管兩端并聯(lián)220 pF獨石電容的波形，圖9 c為在圖9 b的基礎(chǔ)上并聯(lián)1個330 pF電容的波形。通過圖9 的波形對比發(fā)現(xiàn)，震蕩時間約為5 μs，最大震蕩幅值約為24.4V，震蕩波的個數(shù)分別為9個、7個、6個，說明改變Cds的大小，對Lr、Lm、Cds諧振的時間和幅值無影響；當(dāng)Cds增大，會減少震蕩波個數(shù)。但Cds增大，必然會影響開關(guān)管的關(guān)斷時間，并增大開關(guān)管的發(fā)熱量。因此，在工程應(yīng)用中，若需要減少諧振振蕩的個數(shù)，可以適當(dāng)選取Cds較大的開關(guān)管，或設(shè)計開關(guān)管的緩沖電路，但同時需權(quán)衡開關(guān)管的關(guān)斷時間和發(fā)熱問題。

5 結(jié)論

分析了反激變換器RCD電路在開關(guān)管開通和關(guān)斷的各個時間段內(nèi)，諧振電容和寄生電容的電壓波形變化、漏感的電流波形變化。根據(jù)分析，推導(dǎo)了箝位電阻、箝位電容和箝位二極管的計算公式和選擇范圍。對分析結(jié)果進行了驗證，實驗波形與理論分析基本一致，發(fā)現(xiàn)寄生電容大小對開關(guān)管兩端電壓波形的震蕩次數(shù)產(chǎn)生影響，為工程應(yīng)用時開關(guān)管的選型提供指導(dǎo)作用。