胡 域，朱玉玉

(西南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，四川 綿陽(yáng) 621000)

0 引言

隨著高精度納米級(jí)定位技術(shù)的迅速發(fā)展，微位移驅(qū)動(dòng)定位技術(shù)成為精密測(cè)量加工、航天飛機(jī)微控制、電子儀表等前沿科學(xué)領(lǐng)域迫切需要的關(guān)鍵技術(shù)[1-2]。而壓電陶瓷因其具有正、逆壓電效應(yīng)，響應(yīng)速度快，操作電壓高，位移范圍精度高，靜態(tài)功耗低及體積小等優(yōu)點(diǎn)，成為振動(dòng)平臺(tái)微位移測(cè)試系統(tǒng)中的關(guān)鍵器件，而壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源正是壓電陶瓷微位移性能的核心保障[3]。

目前，國(guó)內(nèi)外壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源根據(jù)電路拓?fù)淇煞譃橹绷鞣糯笫胶烷_關(guān)式兩類。其中，直流放大式壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源又分為電壓型、電流(電荷)型及兩種方式混合型[4]，本質(zhì)上都是通過(guò)模擬運(yùn)放器件來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓和電流的放大輸出，具有原理簡(jiǎn)單以及驅(qū)動(dòng)方式容易的優(yōu)點(diǎn)，因此,采用直流放大式設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電源是最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[5-7]以功率放大系列高壓金氧半場(chǎng)效晶體管(MOS管)運(yùn)算放大器為設(shè)計(jì)核心，結(jié)合穩(wěn)壓模塊驅(qū)動(dòng)壓電陶瓷，但這類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不適用于高壓、大功率輸出場(chǎng)合，電路功率損耗太大，轉(zhuǎn)換效率過(guò)低，甚至輸出電壓也受供電電源電壓的限制。而開關(guān)式驅(qū)動(dòng)電源近些年在脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制技術(shù)的支持下，在高電壓、大電流輸出應(yīng)用場(chǎng)合逐步取代線性電源。文獻(xiàn)[8-9]基于PWM控制開關(guān)式電源拓?fù)湓碓O(shè)計(jì)了幾種具有高效率、高組件利用率和小體積的壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)器，此類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅能有效地提高電能轉(zhuǎn)換效率、減小變換器體積和質(zhì)量，還能通過(guò)閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高精度輸出和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。文中提出了一種更新穎的基于開關(guān)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的高壓壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)方案，通過(guò)對(duì)全橋逆變與隔離DC-DC抬壓兩個(gè)關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)進(jìn)行電路拓?fù)浞治觥⒎抡婕跋到y(tǒng)軟件設(shè)計(jì)分析，搭建了系統(tǒng)實(shí)物測(cè)試平臺(tái)并驗(yàn)證了該高壓壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源的設(shè)計(jì)方案，證明與目前常用的壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源相比，具有明顯的高壓、大功率、高頻響優(yōu)勢(shì)，且電源穩(wěn)定性高，體積小、質(zhì)量輕。

在振動(dòng)平臺(tái)微位移測(cè)試系統(tǒng)應(yīng)用中，選用PI公司P-056.90P型號(hào)壓電陶瓷，等效靜電容為5 μF，最大位移為180 μm，操作電壓為0～1 000 V。設(shè)計(jì)的壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源指標(biāo)要求如下：

1) 輸入小信號(hào)幅值為0～10 V。

2) 頻率響應(yīng)為5 Hz～1 kHz。

3) 電壓增益≥100。

4) 驅(qū)動(dòng)電壓輸出為0～1 000 V。

5) 最大輸出功率≥7 kW(負(fù)載C=5 μF)。

1 壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)方案及關(guān)鍵電路

1.1 壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)方案

壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源主要分為PWM整流模塊電路、全橋逆變電路、隔離DC-DC抬壓電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換及驅(qū)動(dòng)控制、輔助電源電路5個(gè)部分。系統(tǒng)組成框圖如圖1所示。

圖1 壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源系統(tǒng)組成框圖

PWM整流模塊電路實(shí)現(xiàn)AC-DC的單位功率因數(shù)整流，輸出380～500 V的穩(wěn)定直流電壓給全橋逆變電路與隔離DC-DC電路，其中，全橋逆變電路將此直流電壓逆變后生成可連續(xù)調(diào)頻調(diào)幅的正弦波信號(hào)，隔離DC-DC抬壓電路實(shí)現(xiàn)對(duì)直流電壓的升壓功能，其輸出的隔離直流電壓將與全橋逆變電路輸出的正弦電壓串聯(lián)，生成帶直流偏置可調(diào)的非負(fù)壓正弦波信號(hào)，用于驅(qū)動(dòng)壓電陶瓷發(fā)生微位移。模數(shù)轉(zhuǎn)換及驅(qū)動(dòng)控制通過(guò)電壓、電流雙閉環(huán)PI控制算法處理，產(chǎn)生4路正弦脈寬調(diào)制(SPWM)信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)逆變電路中碳化硅MOS管，輸出可調(diào)頻調(diào)幅的正弦波電壓信號(hào)。

1.2 全橋逆變電路

1.2.1 電路拓?fù)浞治?/p>

全橋逆變電路為該壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源主電路，其原理如圖2所示，主要實(shí)現(xiàn)將前級(jí)PWM整流模塊輸出的直流信號(hào)Upre逆變成正弦波信號(hào)Usin，從而能夠與隔離DC-DC抬壓電路輸出的直流信號(hào)UDC串聯(lián)，生成帶直流偏置效果的非負(fù)壓正弦波信號(hào)Uout，從而驅(qū)動(dòng)壓電陶瓷產(chǎn)生微小形變。

圖2 全橋逆變電路拓?fù)?/p>

圖2由4個(gè)碳化硅MOS管構(gòu)成兩對(duì)橋臂，成對(duì)的橋臂同時(shí)導(dǎo)通，兩對(duì)橋臂交替各導(dǎo)通180°，即開關(guān)管Q1、Q3與開關(guān)管Q2、Q4互補(bǔ)通斷。改變橋臂間的切換頻率就可以改變輸出交流信號(hào)的頻率，使全橋逆變器輸出正、負(fù)交替形成方波信號(hào)，后級(jí)再通過(guò)LC低通濾波器形成正弦波輸出到負(fù)載。其中，HOM與LON為控制功率管Q1和Q3的控制信號(hào)，HON與LOM為控制另一對(duì)功率管的控制信號(hào)。當(dāng)HOM與LON輸出占空比為D時(shí)，輸入的Upre將被斬波后經(jīng)LC濾波后生成與驅(qū)動(dòng)信號(hào)SPWM波頻率相等的Usin，且Usin將跟隨SPWM信號(hào)的D做線性變化。本文設(shè)計(jì)的SPWM波載波頻率設(shè)為120 kHz。

根據(jù)上述拓?fù)淅碚摲治?，可建立電路?shù)學(xué)模型解決全橋逆變器的輸出波形中含有大量的高頻諧波電流的關(guān)鍵問(wèn)題，即通過(guò)后級(jí)參數(shù)選擇合適的LC濾波電路來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓波形正弦化、基波損耗小，從而確保負(fù)載基波電壓基本不受濾波器影響，電路系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)能力也能較好維持。其中，該壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源的負(fù)載壓電陶瓷為電容特性，可用為5 μF的電容代替。

由圖2可知，兩對(duì)橋臂的中點(diǎn)電壓UMN(M為Q1與Q3中點(diǎn)，N為Q2與Q4中點(diǎn))為

UMN=Upre(2D-1)

(1)

(2)

(3)

式中Ur為參考調(diào)制正弦波信號(hào)。LC濾波后輸出Usin信號(hào)與UMN之間的傳遞函數(shù)G(s)為

(4)

式中:Z為阻抗值;s為積分算子;C0為輸出濾波電容;L0為輸出濾波電感。

1.2.2 LC濾波器計(jì)算

在此電路模型下設(shè)定合適LC濾波器參數(shù)，首先要考慮濾除開關(guān)頻率產(chǎn)生的高頻噪聲，則L0與C0的諧振頻率參數(shù)應(yīng)設(shè)定在小于系統(tǒng)開關(guān)頻率(fd)的1/10、截止頻率大于10倍電網(wǎng)基波頻率(fb)的范圍內(nèi)，且L0的大小決定了電路輸出電流的紋波大小，即

(5)

(6)

另有LC濾波前UMN的SPWM脈寬寬度t及濾波后Usin為

(7)

(8)

(9)

當(dāng)參考調(diào)制Ur=0時(shí)可得最大電感電流為

(10)

結(jié)合式(5)、(6)、(10)理論推導(dǎo)計(jì)算，本設(shè)計(jì)LC濾波器采用1 mH的L0與6.8 μF的C0構(gòu)成全橋逆變電路后級(jí)LC濾波器。

1.2.3 仿真波形及分析

為實(shí)現(xiàn)電路系統(tǒng)的穩(wěn)定性、抗干擾性和良好的動(dòng)態(tài)特性，使用Simulink軟件對(duì)全橋逆變電路仿真及輸出電壓、電流波形如圖3、4所示。

圖3 全橋逆變仿真

圖4 逆變器仿真輸出波形

由圖4可知，系統(tǒng)穩(wěn)定后，設(shè)定采樣周期為12×10-3s，碳化硅MOS管的反向傳輸電容為80 pF，輸入正弦小信號(hào)幅值為10 V，前級(jí)整流輸出500 V直流，頻率為1 000 Hz時(shí)，全橋逆變電路可實(shí)現(xiàn)輸出-500～+500 V正弦波電壓信號(hào)，輸出最大功率計(jì)算可達(dá)到9 kW，此仿真波形結(jié)果與理論分析一致。

1.3 隔離DC-DC抬壓電路

1.3.1 電路拓?fù)浞治?/p>

隔離DC-DC抬壓電路包括：4個(gè)N溝道增強(qiáng)型功率MOS管構(gòu)成的全橋電路、LC濾波電路、全橋驅(qū)動(dòng)電路、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)核心板電路及輔助電源電路，其電路如圖5所示。

圖5 隔離DC-DC抬壓電路拓?fù)?/p>

DSP控制輸出4路PWM信號(hào)，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路后控制MOS管，將輸入直流Upre逆變成幅值為Vin的交變方波。變壓器實(shí)現(xiàn)隔離、變壓和傳送能量[12]，根據(jù)輸入、輸出要求確定變壓器的一系列參數(shù)后，變壓器將一次側(cè)交變方波傳送到二次側(cè)，經(jīng)過(guò)全波整流和LC濾波電路后輸出滿足要求的直流電壓到負(fù)載，使驅(qū)動(dòng)負(fù)載的正弦電壓無(wú)負(fù)值，并能達(dá)到1 000 V高壓。其中，電路輸入、輸出電壓關(guān)系為

(11)

1.3.2 仿真波形及分析

隔離DC-DC抬壓電路與全橋逆變電路輸出串聯(lián)可實(shí)現(xiàn)輸出正弦電壓波形位于正半軸上，使壓電陶瓷正常工作在非負(fù)高壓狀態(tài)，根據(jù)隔離DC-DC抬壓拓?fù)浞治隹山⒎抡骐娐?見圖6)，輸出電壓、電流波形如圖7所示。

圖6 隔離DC-DC抬壓仿真

圖7 隔離DC-DC抬壓仿真輸出波形

由圖7可知，輸出電壓前期波形呈現(xiàn)出一個(gè)從0～650 V緩慢升高再逐漸降低后穩(wěn)定在500 V的過(guò)程，這是因?yàn)殡娐分邢螂娙莩潆姷乃俣却笥陔娙菹蜇?fù)載放電的速度，即電容充電振蕩需要時(shí)間，其輸出電流波形同理。因此，在前級(jí)整流輸出350 V，碳化硅MOS管占空比為50%，變壓器變比為1.43，采樣周期為6×10-3s時(shí)，穩(wěn)定后隔離DC-DC抬壓電路可實(shí)現(xiàn)500 V直流電壓信號(hào)輸出，此仿真波形結(jié)果與理論分析一致。

2 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

2.1 電壓電流雙閉環(huán)控制策略

為了系統(tǒng)的穩(wěn)定，壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的雙閉環(huán)控制策略對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，系統(tǒng)框圖如圖8所示。其工作原理為：將理想的正弦波信號(hào)Uref作為電壓外環(huán)的參考電壓，Uref與電壓外環(huán)反饋值Usin比較后進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，其結(jié)果成為電流內(nèi)環(huán)的電流參考值，該電流參考值再與電流內(nèi)環(huán)反饋電流iL0比較后進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，從而控制PWM數(shù)字脈沖產(chǎn)生MOS管控制信號(hào)，這一過(guò)程實(shí)現(xiàn)了對(duì)Usin的調(diào)節(jié)和限流作用，圖中iC0表示系統(tǒng)輸出濾波電容電流值。

圖8 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

電壓、電流雙閉環(huán)控制與電壓/電流單環(huán)控制相比，其不僅能提高電源系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)、及時(shí)抑制負(fù)載的干擾，還能提高輸出精度、改善輸出波形，完全滿足高壓壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源輸出電壓低畸變率、高正弦度的技術(shù)要求。

2.2 數(shù)字PI增量型控制算法

雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中采用增量型PI控制算法，此類控制算法計(jì)算精度較高、計(jì)算誤差對(duì)控制量影響小且可靠性高[13]。其原理是：將PI算法第n次采樣后，調(diào)節(jié)器的離散輸出u(n)進(jìn)行遞推計(jì)算，可得第k-1次采樣后調(diào)節(jié)輸出u(n-1)，兩式相減后有

Δu=u(k)-u(k-1)=KP[e(k)-

e(k-1)]+KITe(k)

(12)

式中：e(k)為第k次采樣的系統(tǒng)誤差；KP、KI分別為比例系數(shù)、積分系數(shù)；T為時(shí)間常數(shù)。

2.3 系統(tǒng)軟件流程

壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源SPWM調(diào)制和閉環(huán)控制由PWM定時(shí)器下溢中斷程序完成，系統(tǒng)的主程序、PWM定時(shí)器下溢中斷程序的流程圖如圖9所示。首先，主程序?qū)Ω饔布K及程序設(shè)計(jì)中變量等做初始化定義，當(dāng)判斷系統(tǒng)中斷服務(wù)發(fā)生后進(jìn)入中斷程序，分別通過(guò)電壓/電流參考值與電壓/電流反饋值比較后進(jìn)行PI運(yùn)算，得出的計(jì)算結(jié)果寫入定時(shí)器的周期比較寄存器后，就能實(shí)現(xiàn)在下一開關(guān)周期改變?nèi)珮蚰孀冸娐返腟PWM脈沖調(diào)制信號(hào)占空比，從而實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)Usin的正弦度。

圖9 主程序流程圖和PWM中斷程序流程圖

3 壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)測(cè)試

在對(duì)壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源關(guān)鍵電路多次仿真改善后，搭建測(cè)試平臺(tái)對(duì)帶等效容性負(fù)載的整體系統(tǒng)電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測(cè)試，如圖10所示。

圖10 壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源實(shí)物帶載測(cè)試平臺(tái)

首先，使壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源電路輸出接壓電陶瓷等效負(fù)載電容，通過(guò)函數(shù)發(fā)生器生成0～10 V輸入小信號(hào)，經(jīng)過(guò)壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源電路放大后輸出，然后通過(guò)數(shù)字存儲(chǔ)式示波器高壓隔離探頭檢測(cè)輸出電壓，電流探頭檢測(cè)輸出電流，從而可利用示波器觀測(cè)出整體電路系統(tǒng)輸出的電壓波形和電流波形，如圖11、12所示。

圖11 帶載實(shí)驗(yàn)測(cè)試輸出電壓波形

圖12 帶載實(shí)驗(yàn)測(cè)試輸出電流波形

測(cè)試過(guò)程中通過(guò)分別改變信號(hào)發(fā)生器輸入小信號(hào)正弦電壓、輸入頻率等可變量，對(duì)輸出非負(fù)正弦電壓進(jìn)行多次測(cè)試驗(yàn)證，圖11、12為輸入10 V小信號(hào)、1 000 Hz頻率時(shí)帶5 μF電容性負(fù)載的示波器輸出電壓、電流波形，此實(shí)驗(yàn)波形與前期理論分析、仿真吻合。該壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源輸出電壓峰-峰值能達(dá)到1 000 V正壓，電流峰-峰值達(dá)到7.5 A(實(shí)驗(yàn)時(shí)為方便觸發(fā)調(diào)節(jié)波形，電流探頭設(shè)置了10倍衰減模式)，則可計(jì)算出輸出最大功率為7.5 kW，整體電路系統(tǒng)穩(wěn)定且完全滿足驅(qū)動(dòng)壓電陶瓷工作條件。

4 結(jié)束語(yǔ)

文中設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于高壓場(chǎng)合的壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源，通過(guò)全橋逆變與隔離DC-DC抬壓串聯(lián)的電路設(shè)計(jì)及電壓/電流雙閉環(huán)PI算法提高了壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源的驅(qū)動(dòng)性能。在理論分析的基礎(chǔ)上進(jìn)行仿真驗(yàn)證后，根據(jù)多次改善的參數(shù)搭建實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)來(lái)驗(yàn)證設(shè)計(jì)方案的科學(xué)性與合理性，證明了該壓電陶瓷驅(qū)動(dòng)電源能滿足壓電陶瓷在1 000 V高壓、1 kHz頻響驅(qū)動(dòng)下實(shí)現(xiàn)微位移的測(cè)量設(shè)計(jì)要求，且在保證小輸出紋波與高轉(zhuǎn)換效率的同時(shí)，擁有良好的電壓、頻響動(dòng)態(tài)調(diào)整性能，具有很高的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。