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跑道視程[1](Runway Visual Range，RVR) 是航空器上的駕駛員在跑道中心線上能看到跑道面標志或跑道邊界燈或中心線燈的最遠距離。它是基于各種因素(如大氣衰減、光的可見閾值、跑道燈光強度等)對大氣透明度的評估，可為航空用戶提供煙霧、雨雪、風沙等低能見度天氣情況下是否允許起飛或降落的建議。RVR通常由大氣透射儀測量的氣象能見度(Meteorological Optical Range，MOR)以及跑道的燈光密度、背景光亮度，依據(jù)阿拉德定律計算得到[1]。

大氣透射儀有測量準確、自動校正、測量不受天氣影響的優(yōu)點，但對安裝的地基穩(wěn)定度要求較高，測量易受窗口污染影響，實現(xiàn)技術(shù)難度較高[1]。

國外主要的大氣透射儀有芬蘭VAISALA的透射儀MITRAS與LT31[2]、澳大利亞MTECH SYSTEMS的透射儀5000-200-EMOR[3]、英國AGI的AGIVIS 2000透射儀系統(tǒng)[4]、法國DEGREANE HORIZON的TR30AC透射儀[5]和美國BELFORT INSTRUMENT的Model 6000透射儀[6]。國內(nèi)主要以引進國外設備為主，VAISALA的LT31大氣透射儀比較普遍。

大氣透射儀直接測量空間兩點之間的大氣透射率，評價由各種大氣狀況對光的散射和吸收引起的平均大氣消光系數(shù)。測量原理如圖1所示，幅度調(diào)制的LED光源發(fā)出的光束經(jīng)過半透鏡后，反射的光束被光敏二極管R1探測到，透射的光束經(jīng)過長度為b的大氣衰減后被接收端的光敏二極管R2探測到，根據(jù)R1和R2探測到的幅值VR1、VR2得到MOR(式(1)和式(2))，其中tb為大氣透射率，K為大氣透射儀高能見度刻度時得到的修正系數(shù)[1]。

tb=K·VR2/VR1

(1)

MOR≈-3b/ln(tb)

(2)

據(jù)《民用航空自動氣象觀測系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范》規(guī)定的指標要求[7]，若大氣透射儀的基線長b為30 m，當MOR為10 m時，根據(jù)式 (1)、式(2) 可得R2、R1幅度比為1.24×10-4，測量動態(tài)范圍達78 dB。為滿足MOR誤差小于10%，根據(jù)式(3) ，R2、R1幅度比值相對波動要小于90%；同理，當MOR為10000 m時，為滿足MOR誤差小于20%，R2、R1幅度比值的相對波動要小于0.2%。

圖1 大氣透射儀測量原理圖

(3)

數(shù)字鎖相放大器出色的抗干擾能力能夠準確測量低能見度時大氣透射儀接收到的微弱信號，鎖相放大器的參考信號還可用于調(diào)制大氣透射儀光源驅(qū)動信號。用FPGA實現(xiàn)數(shù)字鎖相放大器，可省去模擬鎖相放大器所需要的混頻芯片、DDS芯片等外圍電路，簡化硬件電路，提高信號采集通道間的一致性與溫度穩(wěn)定性。因此，數(shù)字鎖相放大器適合用于大氣透射儀的信號采集處理。

1 數(shù)字鎖相放大器原理

基于FPGA的數(shù)字鎖相放大器原理如圖2所示[8-11]。

系統(tǒng)正余弦參考信號表示為

v_ref_sinn=sin(ωrefn)

(4)

v_ref_cosn=cos(ωrefn)

(5)

式中，ωref為離散參考角頻率。正弦參考信號經(jīng)DAC

圖2 數(shù)字鎖相放大器原理圖

轉(zhuǎn)換后用于驅(qū)動外部系統(tǒng)，系統(tǒng)響應信號表示為

v_sign=Vsigsin(ωrefn+θsig)

(6)

式中，θsig為系統(tǒng)響應相位；Vsig為系統(tǒng)響應幅度?；祛l并低通濾波后，ωref的二倍頻信號分量被衰減，信號只剩下直流分量X與Y：

(7)

(8)

由式(7)和式(8) 可得，系統(tǒng)響應信號幅度為

(9)

由此可見，系統(tǒng)響應信號經(jīng)鎖相放大器處理后幅度與相位無關(guān)，且其他頻率的信號分量被低通濾波器衰減掉，系統(tǒng)的采集精度、穩(wěn)定性、抗干擾能力都能得到很大的提高。

2 基于FPGA的微弱信號采集模塊設計

透射儀LED驅(qū)動與信號采集處理電路的原理如圖3所示，LED的光信號經(jīng)大氣散射、吸收后被光敏二極管探測到并轉(zhuǎn)化為電流信號，然后由信號調(diào)理采集模塊轉(zhuǎn)化為電壓信號并進行放大濾波，最后經(jīng)過ADC模塊采集轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號進入FPGA進行數(shù)據(jù)處理與傳輸。

圖3 大氣透射儀光信號驅(qū)動、采集及處理結(jié)構(gòu)圖

2.1 信號調(diào)理采集模塊

微弱的光電流信號經(jīng)過跨阻放大器轉(zhuǎn)換為較大的電壓信號后被分為兩路：一路采集的是交流信號，得到信號幅值；另一路采集的是直流信號，監(jiān)測直流信號是否接近了電源軌進而導致交流信號產(chǎn)生頂部失真。

PGA103U為低增益誤差的自動增益模塊，系統(tǒng)會根據(jù)采集的信號幅度自動調(diào)節(jié)增益，進而提高信號的信噪比。模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用了24位的高性能SAR型ADC7767-2，利用過采樣技術(shù)將轉(zhuǎn)換器的量化噪聲擴散到較寬的頻帶內(nèi)，然后通過內(nèi)部自帶的FIR低通濾波器消除頻帶外的量化噪聲。根據(jù)奈奎斯特采樣定律，設計中通過提高采樣頻率提高了FIR低通濾波器的截止頻率，進而降低了外部抗混疊濾波器階數(shù)。同時使用了ADC的數(shù)據(jù)抽取功能降低了數(shù)據(jù)的輸出速率，從而達到了提高采樣頻率但不增加輸出數(shù)據(jù)量的效果。此外，將ADC的采樣時鐘頻率設置為DDS的參考時鐘頻率與ADC抽取率的乘積，保證了在混頻時ADC采集的信號與DDS產(chǎn)生的參考信號之間的同步。ADC及其驅(qū)動電路圖如圖4所示。

圖4 ADC及其驅(qū)動電路圖

2.2 數(shù)字鎖相放大器模塊

信號采集包括主光路信號采集與窗口污染信號采集，需要多個數(shù)字鎖相放大器。為了減少數(shù)字鎖相放大器中低通濾波器的個數(shù)，節(jié)省FPGA 的RAM資源和乘法器資源，設計中對數(shù)字鎖相放大器的結(jié)構(gòu)做了相應的調(diào)整(如圖3所示)。在ADC采樣后增加了一個窄帶的帶通濾波器，保證混頻后的信號只剩下信號主頻的二倍頻分量與直流分量，然后利用加和平均消除此頻率分量而不影響直流分量。加和點數(shù)是二倍頻信號分量單周期采樣點數(shù)的倍數(shù)，因此二倍頻信號分量可以被完全消除。這樣每一個數(shù)字鎖相放大器可節(jié)省1個BRAM和3個乘法器。ADC后的雙口FIFO寬度為24，深度為8，用邏輯資源實現(xiàn)，起同步緩沖的作用。

為了最大程度地減小正余弦參考信號的正交誤差，信號源采用了相位位寬為16位的DDS，最小頻率為0.4 Hz，最大頻率為12 kHz。DDS產(chǎn)生的信號一方面作為鎖相放大器的參考信號，另一方面經(jīng)過幅度與最小值調(diào)整后驅(qū)動LED光源，滿足數(shù)字鎖相放大器輸入信號與參考信號同源的要求。同時，DDS還采用了泰勒級數(shù)校正，提高了信號信噪比。

透射儀發(fā)射端將系統(tǒng)時鐘分頻后采用LVDS的方式發(fā)送到透射儀的接收端，經(jīng)PLL鎖相倍頻后用作透射儀接收端的系統(tǒng)時鐘，確保透射儀兩端的時鐘同源，進而使透射儀兩端鎖相放大器的參考信號頻率相同。同時，透射儀接收端還保留了本地時鐘，用于信號采集板卡自檢。同步時鐘與本地時鐘的選擇均可通過上位機控制。

大氣透射儀采用了基于Modbus通信協(xié)議的RS485總線，信號采集板卡直接掛接在系統(tǒng)總線上，通信速率為38400 bit/s。透射儀通過廣播命令使發(fā)射端與接收端的采集板卡同步采集，然后通過取數(shù)命令獲取兩端的鎖相放大器X、Y分量值，在上位機軟件中進行X、Y分量的平方和開方等處理，大大節(jié)省了FPGA資源。

3 實驗測試

實驗測試主要針對數(shù)字鎖相放大器的抗干擾能力(品質(zhì)因數(shù))、測量精度、動態(tài)范圍以及它在大氣透射儀樣機上的低能見度MOR進行測試。

3.1 數(shù)字鎖相放大器的抗干擾能力測試

用安捷倫函數(shù)發(fā)生器33250A輸出頻率為1000±N(Hz)(N=0,1,2,…,200)的正弦波，作為信號采集板卡的輸入信號，采集幅值并歸一化，得到圖5所示的測試結(jié)果，數(shù)字鎖相放大器Q值為147.93。將信號采集板卡信號輸入端接地并置于溫箱內(nèi)，溫度在-10～60 ℃范圍內(nèi)反復變化5次。采集板卡5 s采集一次，測試結(jié)果如圖6所示，采集電路的噪聲在400 nV以內(nèi)。這兩個實驗說明應用了數(shù)字鎖相放大器的采集板卡噪聲低，能識別微弱的信號；且在主頻附近有很強的頻率分辨能力，能有效衰減主頻外的頻率分量。

圖5 數(shù)字鎖相放大器的品質(zhì)因數(shù)

3.2 信號采集精度與動態(tài)范圍

以美國斯坦福SR830數(shù)字鎖相放大器為準，測試采集電路的動態(tài)范圍與精度。將DDS輸出信號轉(zhuǎn)接為兩路：一路作為SR830參考輸入信號；另一路信號經(jīng)衰減器衰減后，同時由SR830 與采集電路采集，并根據(jù)式(10)計算采集電路相對于SR830的相對誤差。

圖6 采集板卡的躁底

(10)

表1 信號采集電路精度與動態(tài)范圍測試表

如表1所示，當衰減器從0～90 dB變化時，信號幅值由0.616 V衰減到18 μV；以SR830為準，采集板卡的大信號測量相對誤差小于0.1%，小信號測量誤差小于1%，微弱信號測量誤差小于30%，且動態(tài)范圍在90 dB以上，完全滿足大氣透射儀MOR精度的要求。

3.3 信號采集模塊間通道一致性及溫度穩(wěn)定性測試

根據(jù)式(2)可知MOR與幅度比呈指數(shù)關(guān)系，透射儀兩端的不一致因素引起的非線性誤差及溫度漂移會嚴重影響MOR的精度，尤其是在高能見度時。將大氣透射儀兩端的采集板卡的信號輸入端同時接到透射儀發(fā)射端DDS信號源的輸出端，并將板卡置于溫箱內(nèi)，溫度在-10～60 ℃范圍內(nèi)按照圖7所示的趨勢反復變化5次。板卡5 s采集一次，測試結(jié)果如圖8所示：AMP_R與AMP_T分別為透射儀接收端與發(fā)射端采集到的信號幅值，AMP_R/T為收發(fā)兩端幅值之比；幅值比介于1.00025～1.00030之間，說明透射儀兩端采集電路近似一致；幅度比波動小于0.01%，說明采集電路具有很好的溫度穩(wěn)定性；這兩項指標都滿足了MOR誤差的要求。

圖7 溫度變化圖

圖8 信號采集電路一致性與溫度穩(wěn)定性

3.4 大氣透射儀樣機的低能見度MOR測試

此實驗是為了驗證數(shù)字鎖相放大器的小信號測量能力是否滿足大氣透射儀的低能見度測量需求。大氣透射儀樣機在實驗室低能見度時的測試步驟依次為：

① 分別調(diào)整透射儀發(fā)射端與接收端的位置，使接收到的信號幅值最大；

② 根據(jù)基線長b與透射儀兩端幅度比，進行透射儀10000 m刻度，環(huán)境溫度基本穩(wěn)定后，模擬高能見度探測；

③ 將光學密度為4.0的中性密度濾光片安裝在大氣透射儀接收端，模擬低能見度天氣。

圖9為高能見度時透射儀發(fā)射端信號TX，接收端信號RX，以及兩者的比值RX/TX，長時間內(nèi)非常穩(wěn)定。圖10為數(shù)據(jù)處理得到的能見度測量值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，tb趨近為1，微小的信號幅值比的波動會引起MOR劇烈的波動。因此，大氣透射儀兩端電路的一致性及穩(wěn)定性和光學器件的穩(wěn)定性對高能見度時儀器的穩(wěn)定性有極大的有影響。圖11為透射儀原始數(shù)據(jù)，透射儀發(fā)射端信號T為0.6 V，接收端信號R為80 μV，幅度比R/T為0.000133。圖12為數(shù)據(jù)處理結(jié)果，MOR為9 m，說明數(shù)字鎖相放大器精確的小信號測量能力能夠滿足大氣透射儀MOR最小值10 m的測量要求。

圖9 高能見度時透射儀兩端的幅值及幅值比

圖10 高能見度時透射儀測得的MOR

圖11 低能見度時透射儀兩端的幅值及幅值比

圖12 低能見度時透射儀測得的MOR

4 結(jié)束語

本文設計了基于FPGA的數(shù)字鎖相放大器與信號采集電路，代替了傳統(tǒng)的由分立器件構(gòu)建的模擬鎖相放大器，并將它應用于大氣透射儀的信號采集處理模塊。測試結(jié)果表明，該設計可以提高大氣透射儀信號采集的動態(tài)范圍和測量精度，采集通道間的一致性與溫度穩(wěn)定性，從而為提高大氣透射儀測量的MOR范圍和精度提供了思路。