邵德東，郭 燚，趙怡波

(上海海事大學 物流工程學院，上海 201306)

0 引 言

目前，中高壓、大功率船舶電力推進系統(tǒng)變頻器主要采用控制技術(shù)相對成熟的全橋逆變器或者傳統(tǒng)的多電平換流器，對單個開關(guān)器件的耐壓能力要求較高，輸出波形諧波含量大，影響控制系統(tǒng)的整體性能[1]。MMC 相比于傳統(tǒng)的多電平換流器，模塊化配置易于擴展、諧波性能優(yōu)異；子模塊冗余設(shè)計能夠提高換流器的故障處理能力，是目前中高壓交流調(diào)速系統(tǒng)的研究熱點[2～3]。

文獻[4]建立MMC 上下橋臂子模塊電容電壓可變控制原理數(shù)學模型，提出一種根據(jù)電機運行速度靈活調(diào)節(jié)MMC 電容電壓的新型控制策略，增加系統(tǒng)控制靈活性，降低系統(tǒng)損耗。文獻[5]通過向MMC 輸出電壓中注入高頻共模電壓，同時控制橋臂環(huán)流，有效解決MMC 驅(qū)動船舶推進電機過程中出現(xiàn)的子模塊電容電壓低頻脈動問題，但其推進電機負載轉(zhuǎn)矩直接給定，沒有構(gòu)建出完整的船舶電力推進系統(tǒng)。本文基于不對稱全橋型MMC，設(shè)計相應的永磁同步電機調(diào)速系統(tǒng)。在Matlab/Simulink 環(huán)境下，對基于不對稱全橋型MMC 的船舶電力推進系統(tǒng)進行仿真研究，驗證系統(tǒng)的靜動態(tài)性能。

1 不對稱全橋型MMC 拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計

MMC 基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖1 所示。三相六橋臂拓撲，每個橋臂由N 個子模塊和1 個橋臂電抗器級聯(lián)而成。不對稱全橋型子模塊電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示。與全橋型子模塊相比，其左下橋臂直接由二極管D3代替。正常工作情況下，T1一直處于導通狀態(tài)，T2和T4開關(guān)狀態(tài)相反。閉鎖模式下，不對稱全橋型MMC 具備直流故障自清除能力。表1 所示為不對稱全橋型子模塊工作模式。

圖 1 MMC 拓撲結(jié)構(gòu)Fig. 1 Topology of MMC

圖 2 不對稱全橋型子模塊電路結(jié)構(gòu)Fig. 2 Topology of asymmetric full-bridge sub module

表 1 不對稱全橋型子模塊工作模式Tab. 1 Operating mode of asymmetric full-bridge SM

2 基于不對稱全橋型MMC 的船舶永磁電機推進系統(tǒng)建模

本文選用功率密度高、運行噪聲小的永磁同步電機作為推進電機，螺旋槳采用瓦格寧根B 系列定距槳，電機調(diào)速系統(tǒng)采用電流滯環(huán)比較PWM 控制，推進系統(tǒng)控制框圖如圖3 所示。MMC 直流側(cè)接直流電壓源Udc，交流側(cè)為永磁同步電機三相定子繞組供電，電機轉(zhuǎn)軸帶動螺旋槳以轉(zhuǎn)速ωshaft旋轉(zhuǎn)，同時螺旋槳為電機提供負載轉(zhuǎn)矩Tprop。電機調(diào)速系統(tǒng)通過轉(zhuǎn)速控制信號ωref和推進電機轉(zhuǎn)速反饋信號ωshaft的誤差值經(jīng)PI 調(diào)節(jié)生成三相電流參考值，與采集的三相定子電流比較，生成MMC 控制信號。

圖 3 基于不對稱全橋型MMC 的船舶永磁電機推進系統(tǒng)框圖Fig. 3 Scheme of marine permanent magnet motor propulsionsystem

2.1 推進電機調(diào)速系統(tǒng)

永磁同步電機轉(zhuǎn)子無勵磁繞組，矢量控制環(huán)節(jié)無勵磁控制，控制系統(tǒng)相對簡單。結(jié)合MMC 驅(qū)動原理，本文設(shè)計的永磁同步電機不對稱全橋型MMC 調(diào)速系統(tǒng)控制器如圖4 所示，由速度外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制組成。速度外環(huán)通過轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器對速度誤差進行調(diào)節(jié)，得到無功電流分量的參考值，有功電流分量參考值id設(shè)定為0，經(jīng)派克反變換得到三相電流參考值，變換角θ 為同步電機轉(zhuǎn)角。由于本文采用不對稱全橋型MMC 作為電機驅(qū)動器，需要向調(diào)制策略環(huán)節(jié)輸入三相電壓參考值進行最近電平逼近調(diào)制。因此，本文將原電流滯環(huán)比較環(huán)節(jié)的滯環(huán)比較器更改為PI 控制器，以此對電流誤差進行調(diào)節(jié)輸出MMC 交流側(cè)三相電壓參考值uiref（i=a，b，c）。通過最近電平逼近算法，輸出三相六橋臂的子模塊導通個數(shù)ni（i=1，2，，6），再經(jīng)電容電壓平衡算法驅(qū)動MMC。

2.2 船槳數(shù)學模型

參考文獻[6-8]對推進電機螺旋槳負載特性研究，本文推進系統(tǒng)中的船槳數(shù)學模型如圖5 所示。數(shù)學模型的輸入為螺旋槳轉(zhuǎn)速n（單位：rpm），輸出為Tprop。β 表示螺旋槳進程角，范圍為0～2π，通過四象限反正切函數(shù)求得，其中Va為螺旋槳進速、D 為螺旋槳直徑。CT，CQ分別為推力和轉(zhuǎn)矩系數(shù)，通過式（1）所示的切比雪夫多項式得出，系數(shù)AT，BT，AQ和BQ參考文獻[6]中B3-65 型號螺旋槳參數(shù)。ρ 為海水密度，t 為推力減額系數(shù)，m 為船舶質(zhì)量，f 為船舶航行阻力，r 為船舶阻力系數(shù)，Vship為船速。由于本文主要驗證不對稱全橋型MMC 調(diào)速性能，以電機達到指定轉(zhuǎn)速為系統(tǒng)完成標志，因此，船速較小，伴流系數(shù)ω 簡化取0。

圖 4 永磁同步電機MMC 調(diào)速系統(tǒng)Fig. 4 Permanent magnet synchronous motor speed regulating system based on MMC

圖 5 船槳數(shù)學模型Fig. 5 Mathematical model of ship-propeller

3 推進系統(tǒng)動態(tài)仿真分析

本文以某萬噸級單槳電力推進船舶為研究對象, 在Matlab/Simulink 中對推進系統(tǒng)進行仿真，分析船舶在不同工況下電力推進系統(tǒng)的調(diào)速性能以及螺旋槳負載特性，具體參數(shù)見表2。

3.1 船舶正車啟動

船舶正車啟動時，螺旋槳工作在第1 象限（X 軸轉(zhuǎn)速、Y 軸船速，下同），轉(zhuǎn)速和船速同時為正。啟動過程可分為直接正車啟動和分級正車啟動使船舶達到穩(wěn)定航速，本文重點驗證不對稱全橋型MMC 在電力推進系統(tǒng)中的運行可靠性，為節(jié)約仿真時間，以螺旋槳達到額定轉(zhuǎn)速為啟動完成標志。圖6 和圖7 分別給出船舶直接正車啟動和分級正車啟動過程的螺旋槳負載動態(tài)響應曲線圖、不對稱全橋型MMC 子模塊電容電壓波形以及推進電機定子電流波形。

圖6 船舶直接正車啟動時，螺旋槳5 s 內(nèi)可以達到額定轉(zhuǎn)速，轉(zhuǎn)速響應曲線無超調(diào)，靜差率保持在1%以下。電機啟動時，定子電流較大，電流頻率隨著啟動過程逐漸增大，穩(wěn)定運行時，定子電流達到額定值。推進電機啟動初期子模塊電容電壓波動較大，當達到額定轉(zhuǎn)速時，子模塊電容電壓波動率維持在±5%左右。圖7 船舶分級啟動過程，螺旋槳在1.5 s內(nèi)達到一半的額定轉(zhuǎn)速，2 s 后螺旋槳開始加速，5.5 s前達到額定轉(zhuǎn)速。同樣分級啟動過程中轉(zhuǎn)速響應無超調(diào)，靜差率保持在1%以下。定子電流波形同直接啟動過程類似，當電機保持1/2 轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)運行時，定子電流幅值較小。當推進電機保持低速運行時，MMC 工作穩(wěn)定，子模塊電容電壓波動率保持在±2%以內(nèi)，電壓均衡效果較好。

表 2 仿真參數(shù)Tab. 2 Simulation parameters

圖 6 直接啟動仿真結(jié)果Fig. 6 Simulation results of direct start

圖 7 分級啟動仿真結(jié)果Fig. 7 Simulation results of grading start

3.2 船舶停車

船舶正航停車過程中螺旋槳工作在第1 象限，同樣以螺旋槳轉(zhuǎn)速降到0 為標志分為直接停車和分級停車模式。圖8 和圖9 分別給出了額定轉(zhuǎn)速下實行直接停車和分級停車過程中螺旋槳負載動態(tài)響應曲線圖、不對稱全橋型MMC 子模塊電容電壓波形以及推進電機定子電流波形。

圖8 直接停車過程，螺旋槳在2 s 內(nèi)由額定轉(zhuǎn)速降為0，定子電流頻率逐漸變小。子模塊電容電壓隨著轉(zhuǎn)速下降，波動逐漸變大，當轉(zhuǎn)速接近0 時，電容電壓均衡效果較差。轉(zhuǎn)速降為0 后，不對稱全橋型MMC 停止工作。圖9 分級停車過程，螺旋槳在1 s 內(nèi)降低至1/2 額定轉(zhuǎn)速，8 s 后轉(zhuǎn)速開始下降為0。同直接停車類似，第一級停車過程中，子模塊電容電壓隨著轉(zhuǎn)速下降，波動逐漸變大，但當螺旋槳保持在一半額定轉(zhuǎn)速時，子模塊電容電壓波動率較小，保持在±2%以內(nèi)，電容電壓均衡效果較好。進入停車第二階段時，子模塊電容電壓開始波動較大，直至不對稱全橋型MMC 停止工作。比較2 種停車過程，直接停車較分級停車缺少轉(zhuǎn)速保持環(huán)節(jié)，當轉(zhuǎn)速接近0 時，子模塊電容電壓不均衡現(xiàn)象較嚴重，容易引起MMC 相間環(huán)流，增加MMC 運行損耗。

3.3 船舶倒航

船舶倒航是船舶航行的重要環(huán)節(jié)之一，螺旋槳依次工作在第1、2、3 象限，推進電機需要克服螺旋槳阻力矩進行反轉(zhuǎn)。圖10 和圖11 分別給出緊急倒車、分級倒車過程螺旋槳負載動態(tài)響應曲線、子模塊電容電壓波形以及定子電流波形。

圖 8 直接停車仿真結(jié)果Fig. 8 Simulation results of direct stop

圖 9 分級停車仿真結(jié)果Fig. 9 Simulation results of grading stop

圖10 船舶緊急倒車過程中，螺旋槳在3.5 s 內(nèi)完成由額定轉(zhuǎn)速下降至0 并反轉(zhuǎn)至1/2 額定轉(zhuǎn)速的過程，螺旋槳轉(zhuǎn)矩跟隨轉(zhuǎn)速下降，轉(zhuǎn)矩過零點時較平穩(wěn)。倒車過程中，定子電流頻率出現(xiàn)由大變小，再由小變大的過程，頻率最小點對應轉(zhuǎn)速過零點。同樣，子模塊電容電壓充放電頻率跟隨定子電流頻率，6 s 開始子模塊電容電壓波動變大，電壓均衡效果變差，對應轉(zhuǎn)速過零點時刻，子模塊電容電壓出現(xiàn)較大的不均衡程度。其后螺旋槳反轉(zhuǎn)加速過程，子模塊電容電壓均衡效果逐漸改善，穩(wěn)態(tài)運行時子模塊電容電壓波動率維持在±2%以內(nèi)。圖11 分級倒車過程，螺旋槳在1 s 內(nèi)下降至1/2 額定轉(zhuǎn)速，8 s 后減速至0 并反轉(zhuǎn)加速至1/2 額定轉(zhuǎn)速。螺旋槳轉(zhuǎn)矩響應曲線同直接倒車類似，跟隨轉(zhuǎn)速平穩(wěn)下降。分級倒車第1 階段轉(zhuǎn)速下降過程，子模塊電容電壓波動類似于緊急倒車，轉(zhuǎn)速穩(wěn)定后，子模塊電容平穩(wěn)充放電，電容電壓保持均衡。8 s 后隨著轉(zhuǎn)速繼續(xù)下降，子模塊電容電壓波動率逐漸變大。相比于緊急倒車，分級倒車過程中轉(zhuǎn)速過零點時，子模塊電容電壓均衡效果較好，未出現(xiàn)較大的波動現(xiàn)象。隨著螺旋槳反轉(zhuǎn)加速，子模塊電容逐漸穩(wěn)定充放電。

圖 10 緊急倒車仿真結(jié)果Fig. 10 Simulation results of emergency reverse

圖 11 分級倒車仿真結(jié)果Fig. 11 Simulation results of grading reverse

4 結(jié) 語

本文將不對稱全橋型MMC 應用于船舶電力推進系統(tǒng)，在Matlab/Simulink 環(huán)境下，對不同工況下的船舶電力推進系統(tǒng)進行仿真研究，分析不對稱全橋型MMC 電機調(diào)速性能以及螺旋槳轉(zhuǎn)矩特性。仿真結(jié)果表明，采用不對稱全橋型MMC 驅(qū)動的推進電機具有良好的控制精度以及動態(tài)響應能力，不對稱全橋型MMC 在電機低頻運行時具有較小的電容電壓紋波。采用分級運行模式對推進系統(tǒng)進行啟動、停車、倒車過程，有利于減緩MMC 電容電壓波動，減小MMC 相間環(huán)流，降低MMC 運行損耗。

為了簡化控制系統(tǒng)復雜程度，本文的MMC 控制器未加入環(huán)流抑制環(huán)節(jié)，下一步研究可以將環(huán)流抑制環(huán)節(jié)加入。此外，可以將電力推進系統(tǒng)接入中壓直流電網(wǎng)，結(jié)合能量管理系統(tǒng)，分析推進電機變工況運行對于船舶中壓直流電網(wǎng)穩(wěn)定性影響。