張 巍 葛 婷 楊鶴猛

（1.南方電網(wǎng)科學研究院有限責任公司 廣州 510623）（2.南京理工大學電子工程系 南京 210094）

（3.天津航天中為數(shù)據(jù)系統(tǒng)科技有限公司 天津 300000）

1 引言

隨著通信技術的日益發(fā)展，毫米波頻段在雷達通信、導彈精確制導、射電天文等系統(tǒng)中的運用逐漸受到重視?，F(xiàn)代通信電路系統(tǒng)迫切需要提高可靠性，這就要求毫米波集成電路必須具有體積小、重量輕、頻帶寬等特點［1］。

混頻器作為變頻器件，常常在通信系統(tǒng)中對信號實現(xiàn)頻率變換。國內外早已對混頻器進行了研究。混頻器最早由Armstrong 于1924 年成功地研制出［2］。近些年來，有很多關于混頻器的研究，比如，宋翔和年夫順等設計出了一種頻率在75GHz～105GHz 的單面對稱雙鰭線平衡混頻器，其變頻損耗小于12dB［3］；楊曉帆等研制了一種鰭線懸置微帶寬帶單平衡混頻器，其變頻損耗小于9.5dB［4］。由于國內外對于8mm 波段混頻器的研究相對較少，因而，對8mm 波段混頻器的研究意義重大。在毫米波頻段，鰭線具有色散弱、單模頻帶寬、低損耗、加工簡單等特點，常常被用于毫米波電路中。與微帶線相比，它還能與矩形主模波導的兼容。并能夠像微帶線那樣在平面電路制作上［5］。

本文設計并制作了一種8mm 波段鰭線混頻器，使用M/A-COM 公司生產(chǎn)的MA4E2037 作為混頻二極管，電路集成在一塊介質基板上，介質材料為F4BM220，其厚度為0.2mm。運用電磁仿真軟件Ansoft HFSS和ADS進行仿真設計。

2 混頻器的基本原理

混頻器是一個三端口網(wǎng)絡的變頻器件，它通過非線性器件將某一信號的頻率變換到另外一頻率上。由于混頻后會產(chǎn)生各次諧波等其他頻率的分量，需要用合適的濾波器將所要頻率的信號選取出來，這就是混頻器的工作原理。本振源、非線性器件、輸入輸出電路和濾波電路是混頻器的主要組成部分，在毫米波混頻器電路中，肖特基勢壘二極管常作為其混頻元件。

肖特基勢壘二極管具有高頻性能好、工作穩(wěn)定和低噪聲等優(yōu)點。其等效電路圖如圖1 所示。管芯部分可等效為一個由結電容Cj和結電阻Rj并聯(lián)形成的阻容網(wǎng)絡。除此以外，二極管的封裝也會引入了一些寄生參量，包括串聯(lián)電阻Rs、引線電感Ls和管殼的寄生電容Cp，這些寄生參量對于肖特基勢壘二極管電性能的影響通常不可忽略。

當二極管的工作狀態(tài)改變時，Cj的大小也會改變，一般Cj取值在零點零幾皮法到一個皮法之間。當二極管兩端的電壓改變時，結電阻Rj會隨之改變。二極管正向導通時，一般Rj只有幾歐姆；當二極管反向時，Rj可以達到兆歐姆甚至更高［6］。串聯(lián)電阻Rs一般呈現(xiàn)極弱的非線性；引線電感Ls很小，一般只有幾納亨；寄生電容Cp很小，一般只有幾分之一皮法，它們都會對混頻電路的性能造成影響［7］。因此，在設計混頻電路時，肖特基勢壘二極管的寄生參量需要充分考慮。

實際應用中，二極管一般都有一個截止頻率，可以通過下式計算得到：

3 鰭線混頻器的設計

本文采用單平衡混頻器電路結構設計鰭線混頻器，它使用兩個二極管作為混頻管。與單端混頻器相比，它能夠改善混頻器各端口間的隔離度和混頻器的變頻損耗。主要運用電磁仿真軟件Ansoft HFSS 和ADS 進行仿真設計，采用標準矩波導BJ320分別對本振端口和射頻端口進行饋電。

3.1 混頻二極管的建模分析

表1 MA4E2037二極管的主要參數(shù)

本文選用M/A-COM 公司生產(chǎn)的MA4E2037 作為混頻二極管，它是一種梁式引線混頻二極管，其尺寸僅為0.26mm×0.21mm。表1 是MA4E2037 的管芯參數(shù)，根據(jù)式（1）可以計算出該管芯的截止頻率大約為2000GHz。

混頻二極管MA4E2037的ADS仿真模型如圖2所示。一般單只二極管承受的功率大約為10dBm，在ADS中分別設置大信號功率為10dBm，小信號功率為-10dBm。最終得出本振頻率在35GHz時二極管的等效阻抗為23-j50Ω。

圖2 二極管阻抗的仿真模型

3.2 懸置帶線濾波器

相對于微帶線，懸置帶線具有低損耗、低色和高頻等特性，它特別適合工作在高頻場合，尤其是毫米波頻段，其傳輸主模與微帶線一樣，為準TEM模。另外，懸置帶線還具有良好的單模傳輸特性，因而在傳輸信號的過程中，可以有效地抑制高次模的傳輸。

在鰭線混頻器電路中，由于混頻后除了中頻信號的存在，還產(chǎn)生了其他各次諧波的分量，為了輸出中頻，需要設計一個懸置帶線低通濾波器取出中頻信號，濾除射頻（RF）、本振（LO）等其他頻率的信號。另外，為了抑制中頻信號泄漏到本振端口并且只讓本振信號通過，提高鰭線混頻器射頻（RF）和本振（LO）之間的隔離度，需要設計一個懸置帶線帶通濾波器。

在設計低通濾波器時，本文選用帶內衰減為0.2dB 的等波紋七階切比雪夫低通濾波器，并且采用階躍阻抗濾波器結構進行設計，仿真模型如圖3所示。通過仿真并優(yōu)化，最終可以得到懸置帶線低通濾波器的仿真結果，如圖4 所示。結果表明：濾波器的截止頻率為16GHz，通帶內衰減為0.2dB，回波損耗大于20dB，插入損耗大于25dB 的頻段為30GHz～40GHz。另外，低通濾波器的輸入和輸出端口的帶線阻抗均為50Ω。

圖3 低通濾波器HFSS仿真模型

圖4 低通濾波器HFSS仿真模型

在設計帶通濾波器時，本文選用端耦合懸置帶線的結構進行設計，結構簡單緊湊，而且制作成本低，易于集成［8］，其仿真模型如圖5所示。通過仿真并優(yōu)化，最終可以得到懸置帶線帶通濾波器的仿真結果，如圖6 所示。結果表明在0～9GHz內，回波損耗小于0.2dB；在30GHz～36GHz 內，回波損耗大于15dB，插入損耗小于0.2dB。

圖5 帶通濾波器HFSS仿真模型

圖6 帶通濾波器HFSS仿真模型

3.3 鰭線過渡

在鰭線混頻器電路中，為了將矩波導BJ320 端口輸入的信號饋到懸置帶線上，需要在矩波導和懸置帶線間進行過渡［9］。本文在過渡段采用鰭線來實現(xiàn)過渡，鰭線具有低色散、單模頻帶寬、低損耗等特點。通常人們會采用漸變曲線去實現(xiàn)鰭線過渡，常用的鰭線漸變函數(shù)有很多，比如，指數(shù)線漸變、拋物線漸變。本文在鰭線漸變段采用正弦平方漸變形式，這就是：其中：w(z)為鰭縫的槽寬，w為鰭縫的最小槽寬，b為矩波導的窄邊寬度，L 為過渡段長度。一般過渡段的長度應為λ/4 的整數(shù)倍，鰭線過渡段仿真模型如圖7 所示。通過仿真優(yōu)化，可以得到其仿真結果，如圖8 所示。可知：在30GHz～40GHz 內，該鰭線過渡的插入損耗小于0.1dB，回波損耗大于25dB。另外，腔體采用矩波導BJ320。

圖7 鰭線過渡仿真模型

3.4 單平衡混頻器結構

本文設計的鰭線混頻器采用單平衡懸置帶線結構，如圖9 所示。它主要由低通濾波器、帶通濾波器、混頻二極管、鰭線過渡和射頻本振端的饋電波導構成。本振信號由波導饋入到懸置帶線上，再通過帶通濾波器進入混頻二極管；射頻信號由波導饋入經(jīng)鰭線過渡到混頻二極管上；中頻信號經(jīng)低通濾波器輸出。在此電路中，由于鰭線電場與懸置帶線的電場相互正交，這就要求兩個混頻二極管對射頻（RF）信號呈現(xiàn)串聯(lián)，而對本振（LO）信號呈現(xiàn)并聯(lián)，使得射頻和本振之間相互隔離，因而兩個混頻二極管必須反向并聯(lián)于鰭線和懸置帶線之間。

圖8 鰭線過渡的仿真結果

為了使得射頻輸入端有良好的回波特性，本文在鰭線過渡段挖掉多個連續(xù)凹槽［10］，利用鰭線的不連續(xù)性對混頻二極管進行阻抗匹配，使得在32GHz～38GHz 內，鰭線混頻器射頻端口的回波損耗能夠大于10dB。

圖9 鰭線單平衡混頻器結構

4 測試結果

本文所設計的鰭線混頻器實物如圖10 所示，混頻器電路集成在一塊厚度為0.2mm，介電常數(shù)為2.2 的F4BM220 介質基板上，并使用MA4E2037 作為混頻二極管，饋電波導為矩波導BJ320，中頻經(jīng)SMA 接頭輸出，外形尺寸為56.8mm×33mm×19mm，并將波導到懸置微帶的過渡做成可調以保證本振端良好的回波特性。

圖10 混頻器實物圖

混頻器各性能指標測試環(huán)境如圖11 所示，經(jīng)過檢查和調試，本振信號頻率為35 GHz，射頻功率為-10dBm，本振功率為10dBm時，測得的混頻器變頻損耗結果如圖12 所示。實測結果表明：在32.5GHz～37GHz 射頻范圍內，變頻損耗基本小于10dB。在此次實驗中，我們還測得本振端與射頻端之間的隔離度大于30dB。

圖11 混頻器實物圖

圖12 混頻器的變頻損耗測試結果

5 結語

本文設計并制作了一種8mm 波段鰭線混頻器，混頻性能良好。本振信號頻率為35GHz 時，在32.5GHz～37GHz射頻范圍內，鰭線混頻器的變頻損耗基本小于10dB，本振端與射頻端之間的隔離度大于30dB。實驗結果表明，鰭線混頻器性能良好，能夠滿足毫米波通信系統(tǒng)的實用要求。