常曉蘭 賈志考 蘇琪雅 范慶輝

摘要： ? ? ? 采用復(fù)合制導(dǎo)體制的防空導(dǎo)彈， 在其末制導(dǎo)階段下視攻擊低空目標時， 主動雷達導(dǎo)引頭會接收到較強的地/海雜波， 此時進入接收機的雜波信號會嚴重影響導(dǎo)引頭目標的檢測和分析。 因此， 關(guān)于雜波的精確計算對評估導(dǎo)引頭在雜波下的截獲和跟蹤能力具有至關(guān)重要的意義。 本文將主動雷達導(dǎo)引頭的試驗數(shù)據(jù)與海雜波理論模型相結(jié)合， 提出了一種實時計算海雜波回波信號強度的方法。 該方法在雜波理論模型的基礎(chǔ)上， 通過引入試驗數(shù)據(jù)為算法提供標定基準， 能夠保證海雜波計算結(jié)果更加符合實測結(jié)果。 仿真結(jié)果驗證了該方法的有效性和可行性。

關(guān)鍵詞： ? ? ?導(dǎo)引頭; 海雜波; 實時計算; 試驗數(shù)據(jù)

中圖分類號： ? ? TJ765.3+31文獻標識碼： ? ? A文章編號： ? ? ?1673-5048（2019）02-0057-05

0引言

現(xiàn)代先進的中/遠程防空導(dǎo)彈武器系統(tǒng)， 通常采用復(fù)合制導(dǎo)體制， 在末制導(dǎo)階段采用主動雷達導(dǎo)引頭， 并采用高拋彈道來增大導(dǎo)彈射程。 在末制導(dǎo)階段下視攻擊低空目標時， 主動雷達導(dǎo)引頭會接收到較強的地/海雜波， 并且進入接收機的雜波信號會嚴重影響導(dǎo)引頭目標的檢測和分析。 因此， 主動雷達導(dǎo)引頭的地/海雜波功率的精確計算對于評估導(dǎo)引頭地/海雜波下的截獲和跟蹤能力具有至關(guān)重要的意義。

雜波計算方法在20世紀60年代末至70年代初形成[1-3]， 大多采用等多普勒線-距離線組成網(wǎng)格的方法計算。 1985年， Jao和Goggins在假設(shè)近距內(nèi)地球表面是平面的條件下， 提出了網(wǎng)格積分的閉合解[4]， 實現(xiàn)了網(wǎng)格單元面積計算的最高精度; 為了進行實時雜波仿真， 需要在100 ms內(nèi)實現(xiàn)一個攻擊狀態(tài)下的雜波計算和實時復(fù)現(xiàn)[5-6]， 針對實時性問題， Sandhu和Mitchell分別提出了不同的改進方法[5， 7]。

不同于以往僅基于理論模型的雜波計算方法， 本文結(jié)合試驗數(shù)據(jù)與雜波理論模型， 提出一種實時計算海雜波回波信號強度的方法。 該方法利用試驗數(shù)據(jù)為算法提供標定基準， 使得雜波計算結(jié)果更加符合實測結(jié)果。 本文主要考慮導(dǎo)引頭主波束照射海面區(qū)域產(chǎn)生的回波所構(gòu)成的主瓣雜波。 主瓣雜波的強度與發(fā)射機功率、 天線主波束的增益、 地面或海面對電磁波的反射能力、 載機與地面或海面的高度等因素有關(guān)， 其強度可以比雷達接收機的噪聲強70 dB左右[8-9]。

1海雜波回波功率模型

通常用后向散射系數(shù)σ0來表述海雜波的后向散射特性， 定義為單位面積的等效雷達散射截面積， 單位為m2/m2。 有很多自然因素決定著來自海面的雷達后向散射特性[10-11]， 包括海情、 風(fēng)速、 風(fēng)向和海浪相對于雷達的方向等。 同時后向散射的測量也取決于某些雷達的自身參數(shù)， 諸如雷達載波頻率、 帶寬（距離分辨率）、 天線波束寬度、 發(fā)射功率、 極化方式和擦地角（波束入射余角）等。 后向散射系數(shù)σ0通常需試驗測定。

海雜波是由導(dǎo)引頭的分辨單元中存在很多面散射所引起的， 假設(shè)散射表面是一個平面， 考慮主瓣范圍內(nèi)的散射表面， 則導(dǎo)引頭照射的面雜波區(qū)域（如圖1所示）分為以下兩種情況[12]：

（1） ?波束寬度限制。 在大擦地角條件下， 脈沖寬度決定的作用距離（即脈沖的距離分辨率ΔR）與天線俯仰波束在徑向上的投影長度相比足夠大。

（2） ?脈沖長度限制（距離分辨率限制）。 在低、 中擦地角條件下， 脈沖長度決定的作用距離小于天線俯仰波束在徑向上的投影長度。

散射體要對導(dǎo)引頭的接收信號產(chǎn)生影響， 有兩個條件： 首先要被導(dǎo)引頭照射， 其次必須位于天線的主瓣內(nèi)。 其結(jié)果是距離分辨單元內(nèi)沿散射表面的有效寬度， 是投影到散射面上的距離分辨率和投影到散射面上的俯仰波束寬度中較小的一個數(shù)值。 這兩種情況的分界線為

式中： Pt為導(dǎo)引頭發(fā)射機功率; λ為導(dǎo)引頭工作波長; σ0為雜波的后向散射系數(shù); ?Ls為系統(tǒng)損耗因子; La為大氣衰減因子; ΔA（R0，θ，φ）為距離R0的照射面積; ?P（θ，φ）為天線功率方向圖; ? θ為導(dǎo)引頭方位波束寬度; ?dA為散射表面的微分面積。

基于以上分析結(jié)果， 在波束限制和脈沖限制兩種情況下， 導(dǎo)引頭雜波的回波信號分別滿足：

（1） 波束限制情況下， 在散射表面順著距離方向， 波束的寬度為R0φ/sinδ， 如圖1（a）所示， 垂直距離維的波束寬度為R0θ。 因此， 在任意時刻對后向散射有貢獻的散射面積為R20φθ/sinδ。 由此可得， 對接收功率有貢獻的微分面積為

dA=R0dθR0sinδdφ=R20sinδdθdφ（4）

將dA代入式（3）， 并將天線3 dB波束寬度內(nèi)的增益近似為常數(shù)G， 得到在波束限制情況下， 導(dǎo)引頭接收的主瓣雜波功率為

Pr=PtG2λ2σ0φθ（4π）3R20LsLasinδ（5）

（2） 脈沖限制情況下， 距離分辨單元內(nèi)的散射體分布寬度為ΔR/cosδ， 如圖1（b）所示， 垂直距離維的波束寬度為R0θ。 因此， 在任意時刻對后向散射有貢獻的散射面積為R0θΔR/cosδ。 由此可得， 對接收功率有貢獻的微分面積為

dA=R0dθΔRcosδdφ=R0ΔRcosδdθdφ（6）

航空兵器2019年第26卷第2期常曉蘭， 等： ?主動雷達導(dǎo)引頭海雜波回波信號計算與測試同理可得， 在脈沖限制情況下， 導(dǎo)引頭接收的主瓣雜波功率為

Pr=PtG2λ2σ0ΔRθ（4π）3R30LsLacosδ（7）

綜上可得， 在波束限制情況下， 雜波回波功率是隨R-20變化的， 而在脈沖限制情況下， 雜波回波功率是隨R-30變化的。

2結(jié)合試驗數(shù)據(jù)的海雜波計算方法

點目標的雷達接收功率可表示為[13]

Pr=PtG2λ2σ（4π）3R4LsLa（8）

式中： Pt為導(dǎo)引頭發(fā)射機功率; λ為導(dǎo)引頭工作波長; σ為目標的雷達截面積（RCS）; R為彈目距離; ?Ls為系統(tǒng)損耗因子; La為大氣衰減因子。 點目標回波功率是隨R-4變化的。

根據(jù)式（5）和式（7）～（8）， 可以得到波束限制和脈沖限制兩種情況下， 信號雜波比（SCR）分別為

波束限制：

SCR=σsinδR2φθσ0（9）

脈沖限制：

SCR=σcosδRΔRθσ0（10）

基于導(dǎo)引頭的試驗數(shù)據(jù)， 海雜波計算方法的具體實現(xiàn)步驟如下：

（1） 對RCS為σ1的目標進行試驗， 獲得算法的標定基準。 在試驗中， 需要采集該目標在某個距離范圍內(nèi)的信號幅度， 并記錄對應(yīng)時刻導(dǎo)引頭接收機保護器是否進行保護， 以及中頻增益衰減量;

（2） 根據(jù)式（8）， 以及試驗結(jié)果中RCS為σ1的目標在R1距離上的信號幅度為F1（dB）， 可以計算出RCS為1 m2的目標在1 m距離上的信號幅度為

F2=F1+40lgR1-10lgσ1+T+AGC（11）

式中： AGC為此時的中頻增益衰減量; T為接收機保護器的衰減量， dB。 當(dāng)前時刻接收機保護器未進行保護時不加T， 保護時加T。

（3） 計算導(dǎo)引頭的理論作用距離。 設(shè)導(dǎo)引頭的目標截獲門限是信雜比達到SCRmin， 則根據(jù)式（9）～（10）， 可以得到波束限制和脈沖限制兩種情況下， 針對RCS為σ1的目標， 導(dǎo)引頭的理論作用距離分別為

波束限制：

Rmax=σ1sinδSCRminφθσ01（12）

脈沖限制：

Rmax=σ1cosδSCRminΔRθσ01（13）

式中： 后向散射系數(shù)σ01選取固定擦地角為δ時的雜波散射系數(shù)。

（4） 根據(jù)式（8）和式（11）， 以及目標截獲門限SCRmin， 可以得到導(dǎo)引頭在Rmax處的雜波幅度為

F3=F2-40lgRmax+10lgσ1-10lgSCRmin （14）

（5） 根據(jù)式（5）和式（7）， 可得在兩種限制情況下， 1 m處的雜波幅度分別為

波束限制：

F4=F3+20lgRmax（15）

脈沖限制：

F4=F3+30lgRmax（16）

（6） 為了使計算的海雜波功率更加接近實測海雜波功率， 在步驟（3）中固定擦地角的散射系數(shù)σ01的基礎(chǔ)上， 考慮基于實測擦地角的后向散射系數(shù)σ0z。 則根據(jù)式（5）和式（7）， 可以得到在波束限制和脈沖限制兩種情況下， 距離為R處的海雜波回波信號幅度為

波束限制：

Fz=F3+20lgRmax-20lgR-10lgσ01+

10lgσ0z-T-AGCz（17）

脈沖限制：

Fz=F3+30lgRmax-30lgR-10lgσ01+

10lgσ0z-T-AGCz （18）

式中： σ01為固定擦地角為δ時的散射系數(shù); ?σ0z為基于擦地角測量值的散射系數(shù); ?當(dāng)前時刻， 接收機保護器未進行保護時不減T， 保護時減T; ?AGCz為當(dāng)前時刻的導(dǎo)引頭中頻增益衰減量。

3仿真驗證

為驗證上述算法的有效性， 將所計算的海雜波結(jié)果與實測海雜波結(jié)果進行對比。 在計算過程中， 選用脈沖限制條件下的理論雜波模型， 后向散射系數(shù)σ0選用試驗測定結(jié)果， 并分別采用0～5級海情下的6種散射系數(shù)進行計算。

兩種不同實際海情下的實測海雜波結(jié)果與相應(yīng)的計算海雜波結(jié)果對比， 分別如圖2～3所示。 圖中實線是實測海雜波的幅度均值， 虛線是基于0～5級海情的散射系數(shù)所計算出的海雜波回波信號幅度， 點劃線是10倍距離， 點線是擦地角+20°的結(jié)果。 從圖中可以看出， 計算所得海雜波隨距離圖2計算海雜波和實測海雜波對比圖Ⅰ

和擦地角的變化趨勢與實測海雜波的變化趨勢相同。 同時， 圖2所示的實測海雜波與0～1級海情的計算海雜波在幅度和變化趨勢上都較為吻合， 圖3所示的實測海雜波與4～5級海情的計算海雜波在幅度和變化趨勢上也都比較吻合。 仿真結(jié)果驗證了本文所提算法的有效性和可行性。

4結(jié)論

本文將主動雷達導(dǎo)引頭的試驗數(shù)據(jù)與海雜波理論模型相結(jié)合， 提出一種實時計算海雜波回波信號強度的方法。 該方法在雜波理論模型的基礎(chǔ)上， 通過引入試驗數(shù)據(jù)為算法提供標定基準， 能夠保證海雜波計算結(jié)果更加符合實測海雜波結(jié)果。 文中給出的仿真實例驗證了所提方法的有效性和可行性。

參考文獻：

[1] Farrell J L， Taylor R L. Doppler Radar Clutter [J].IEEE Transactions on Aerospace and Navigational Electronics， 1964， ANE-11（3）： 162-172.

[2] Helgostam L F， Ronnerstam B. Ground Clutter Calculation for an Airborne Doppler Radars [J]. IEEE Transactions on Military Electronics， 1965， 9（3）： 294-297.

[3] Friedlander A L， Greenstein L J. A Generalized Clutter Computation Procedure for Airborne Pulse Doppler Radars[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems， 1970， AES-6（1）： 51-61.

[4] Jao J K， Goggins W B. Efficient， ClosedForm Computation of Airborne PulseDoppler Radar Clutter[C]∥IEEE International Radar Conference， Arlington， VA， 1985： 17-22.

[5] Sandhu G S. A RealTime Clutter Model for an Airborne Pulse Doppler Radar[C]∥ IEEE Southeast Conference， 1982： 316-321.

[6] ?Saylor ?A V. Validation of RealTime， Site Dependent Bistatic CW Clutter Model [C]∥22nd Annual Summer Computer Simulation Conference， Calgary， Canada， 1990： 912-917.

[7] Mitchell R L. Radar Signal Simulation[M]. Dedham， Massachusetts： Artech House， 1978.

[8] Luo Yi， Liu Guosui. Clutter Model for Airborne Early Warning Radar[C]∥ Proceedings of International Symposium on Noise Reduction for Imaging and Communication Systems， Tokyo， Japan， 1998.

[9] 邵國培， 曹志耀， 何俊， 等. 電子對抗作戰(zhàn)效能分析[M]. 北京： 解放軍出版社， 1998.

Shao Guopei， Cao Zhiyao， He Jun， et al. Analysis of Combat Effectiveness of Electronic Countermeasures[M]. Beijing： PLA Publishing House， 1998. （in Chinese）

[10] 趙巨波， 符燕， 耿文東. 海雜波統(tǒng)計特性分析[J]. 現(xiàn)代雷達， 2005， 27（11）： 4-6.

Zhao Jubo， Fu Yan， Geng Wendong. Analysis of Sea Clutter Statistical Characteristics[J]. Modern Radar， 2005， 27（11）： 4-6. （in Chinese）

[11] 方有培. 海雜波特性研究[J]. 上海航天， 2002， 19（5）： 31-35.

Fang Youpei. The Research to the Sea Clutter Characteristic[J]. Aerospace Shanghai， 2002， 19（5）： 31-35. （in Chinese）

[12] Schleher D C. 動目標顯示與脈沖多普勒雷達（MATLAB程式設(shè)計）[M]. 戴幻堯， 申緒澗， 趙晶， 等譯. 北京： ?國防工業(yè)出版社， 2016.

Schleher D C. MTI and Pulsed Doppler Radar with MATLAB[M]. Translated by Dai Huanyao， Shen Xujian， Zhao Jing， et al.Beijing： National Defense Industry Press， 2016. （in Chinese）

[13] Richards M A. 雷達信號處理基礎(chǔ)[M]. 邢孟道， 王彤， 李真芳， 等譯. 北京： 電子工業(yè)出版社， 2008.