常文治，邵進(jìn)，弓艷朋，杜非，許淵

(1. 中國(guó)電力科學(xué)研究院有限公司，北京 100192；2. 國(guó)家電網(wǎng)有限公司，北京 100031)

高頻電流法局部放電檢測(cè)技術(shù)基于磁場(chǎng)耦合原理，在3～30 MHz頻段通過(guò)線圈式傳感器測(cè)量局部放電信號(hào)，可以有效避開現(xiàn)場(chǎng)大量存在的低頻干擾，具有抗干擾能力強(qiáng)、測(cè)量靈敏度高、適合在線監(jiān)測(cè)等優(yōu)點(diǎn)，目前取得了廣泛的現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用[1-9]。但是，從實(shí)際應(yīng)用情況來(lái)看，不同廠家生產(chǎn)的高頻電流法局部放電測(cè)量?jī)x器性能指標(biāo)差異明顯，隨著近年來(lái)此類儀器用量的增長(zhǎng)，很多設(shè)計(jì)不合理、質(zhì)量不過(guò)關(guān)的產(chǎn)品也混入市場(chǎng)，嚴(yán)重影響了現(xiàn)場(chǎng)局部放電檢測(cè)的準(zhǔn)確度及有效性。其重要原因在于，目前對(duì)高頻電流法局部放電測(cè)量?jī)x器的性能檢驗(yàn)工作開展不到位，缺乏精細(xì)化的性能檢驗(yàn)方法及配套的性能檢驗(yàn)系統(tǒng)，無(wú)法有效檢出缺陷類產(chǎn)品。

對(duì)局部放電傳感器進(jìn)行準(zhǔn)確的性能檢驗(yàn)，是提高局部放電測(cè)量準(zhǔn)確度的重要前提條件。從文獻(xiàn)調(diào)研情況來(lái)看，華北電力大學(xué)、韓國(guó)水原大學(xué)等研究機(jī)構(gòu)開展了基于吉赫茲?rùn)M電磁波(Gigahertz transverse electro-magnetic，GTEM)的特高頻局部放電傳感器性能檢驗(yàn)工作，采用“等效高度”指標(biāo)評(píng)價(jià)特高頻局部放電傳感器的性能指標(biāo)[10-19]。中國(guó)電力科學(xué)研究院有限公司、廣州電力試驗(yàn)研究院開發(fā)了基于GTEM小室的特高頻局部放電傳感器檢驗(yàn)系統(tǒng)，重點(diǎn)檢驗(yàn)傳感器的靈敏度、線性度、幅頻響應(yīng)等關(guān)鍵指標(biāo)，開展了螺旋天線、平板天線、對(duì)數(shù)天線等形式特高頻傳感器的性能檢驗(yàn)[20]。GB/T 7354—2003《局部放電測(cè)量》、IEC 60270:2000《Partial Discharge Measurements》等相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)[21-22]對(duì)脈沖電流法的技術(shù)條件、測(cè)量方法、測(cè)量?jī)x器和校準(zhǔn)方法給出了具體要求，而對(duì)于高頻電流法，由于其檢測(cè)頻帶集中在3～30 MHz甚至更高頻段，遠(yuǎn)高于脈沖電流法1 MHz以下的檢測(cè)頻段，因此GB/T 7354—2003等標(biāo)準(zhǔn)不適合直接用于高頻電流法。

本文根據(jù)高頻電流局部放電檢測(cè)裝置性能檢驗(yàn)方法的要求，重點(diǎn)突破了高頻激勵(lì)信號(hào)傳輸路徑的阻抗匹配方法、程控式電荷量校準(zhǔn)脈沖及正弦信號(hào)生成方法、放電脈沖信號(hào)及干擾信號(hào)合成方法等重點(diǎn)問(wèn)題，研制了相應(yīng)的模塊式電路。在提出具體檢驗(yàn)方法及突破重點(diǎn)技術(shù)問(wèn)題的基礎(chǔ)上，研制了高頻局部放電檢測(cè)裝置程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)，該系統(tǒng)具備脈沖激勵(lì)測(cè)試、正弦激勵(lì)測(cè)試、混合激勵(lì)測(cè)試3種主要功能，集成了激勵(lì)信號(hào)與被檢裝置響應(yīng)信號(hào)的自動(dòng)采集程序，嵌入了包括靈敏度參數(shù)、線性度參數(shù)、傳輸阻抗參數(shù)及頻率參數(shù)在內(nèi)的所有檢驗(yàn)參數(shù)的算法程序，能夠在計(jì)算機(jī)程序控制下自動(dòng)完成全部檢測(cè)項(xiàng)目并給出檢測(cè)結(jié)果，顯著降低測(cè)試過(guò)程中的不確定因素對(duì)測(cè)量結(jié)果準(zhǔn)確度的影響，同時(shí)顯著提升測(cè)試效率。

1 程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)介紹

1.1 系統(tǒng)整體架構(gòu)及功能

根據(jù)高頻電流局部放電傳感器的應(yīng)用特點(diǎn)及國(guó)家電網(wǎng)有限公司企業(yè)標(biāo)準(zhǔn)QGDW 11304.5—2015《電力設(shè)備帶電檢測(cè)儀器技術(shù)規(guī)范 第5部分：高頻法局部放電帶電檢測(cè)儀器技術(shù)規(guī)范》對(duì)高頻法局部放電帶電檢測(cè)裝置的技術(shù)要求，本文將靈敏度、線性度、傳輸阻抗、抗干擾性能作為高頻電流局部放電傳感器的檢驗(yàn)項(xiàng)目，以此為目標(biāo)構(gòu)建計(jì)算機(jī)程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)，系統(tǒng)整體架構(gòu)如圖1所示，主要包括激勵(lì)信號(hào)發(fā)生電路、標(biāo)準(zhǔn)化測(cè)量接口及測(cè)控軟件等組成部分。

圖1 高頻電流法局部放電傳感器程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of program-controlled integrated inspection system for high-frequency current partial discharge sensor

控制計(jì)算機(jī)是預(yù)裝有定制化測(cè)控軟件的工業(yè)計(jì)算機(jī)，能夠?qū)崿F(xiàn)控制信號(hào)的生成、上傳數(shù)據(jù)的分類保存等功能。實(shí)際檢驗(yàn)時(shí)，控制計(jì)算機(jī)輸出指令至控制指令發(fā)出模塊，該模塊輸出兩路控制信號(hào)，其中一路是電路選擇指令，另一路是參數(shù)設(shè)定指令，電路選擇指令輸入程控式多路開關(guān)，可以實(shí)現(xiàn)4套硬件電路(脈沖信號(hào)發(fā)生電路、高頻正弦信號(hào)發(fā)生電路、混合信號(hào)合成回路、工頻降壓回路)的程控選取及切換；參數(shù)設(shè)定指令可針對(duì)每種硬件電路的輸出參數(shù)進(jìn)行自定義設(shè)置，各硬件電路均具備遠(yuǎn)程控制信號(hào)的響應(yīng)能力，能夠在參數(shù)設(shè)定指令的定義下自動(dòng)調(diào)節(jié)輸出信號(hào)的參數(shù)。上述信號(hào)發(fā)生電路通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)接口與各檢驗(yàn)項(xiàng)目對(duì)應(yīng)的測(cè)量回路快速連接，主要的測(cè)量回路參見第2節(jié)。測(cè)量回路的響應(yīng)信號(hào)輸入至采集系統(tǒng)，采集系統(tǒng)完成數(shù)模轉(zhuǎn)換后將數(shù)據(jù)上傳至控制計(jì)算機(jī)，最后使用預(yù)裝的分析軟件對(duì)上傳數(shù)據(jù)進(jìn)行匯總分析，給出各類測(cè)試項(xiàng)目的比對(duì)檢驗(yàn)結(jié)果。

該系統(tǒng)將控制、信號(hào)發(fā)生、信號(hào)測(cè)量、信號(hào)采集、信號(hào)處理等多項(xiàng)功能組件進(jìn)行一體化集成，通過(guò)一次接線能夠自動(dòng)完成全部檢驗(yàn)項(xiàng)目，避免檢驗(yàn)過(guò)程中頻繁接線引入的隨機(jī)誤差，消除檢驗(yàn)過(guò)程中人為因素對(duì)檢驗(yàn)結(jié)果的影響，顯著提升檢驗(yàn)效率。

1.2 激勵(lì)信號(hào)發(fā)生電路

1.2.1 脈沖信號(hào)發(fā)生電路

脈沖信號(hào)發(fā)生電路用于對(duì)被檢傳感器靈敏度、線性度及飽和度的檢驗(yàn)，其原理如圖2所示。

R1為限流電阻；Vp為控制系統(tǒng)發(fā)出的方波控制信號(hào)，即頻率及占空比可程控的計(jì)數(shù)脈沖信號(hào)；Q1為功率半導(dǎo)體開關(guān)器件；Cs為標(biāo)準(zhǔn)電容；Ds為快速二極管；Rs為匹配電阻，Rs兩端即M1、M2間是校準(zhǔn)脈沖信號(hào)輸出端。圖2 脈沖發(fā)生電路原理Fig.2 Principle of pulse generating circuit

電路工作時(shí)，當(dāng)控制信號(hào)Vp處于低電平時(shí)，Q1處于關(guān)斷狀態(tài)，直流電源通過(guò)限流電阻R1對(duì)Cs充電，此時(shí)Ds導(dǎo)通，為Cs提供一個(gè)快速充電通道。通過(guò)合理設(shè)計(jì)直流電源、R1、Cs的參數(shù)，確保Cs在Vp一個(gè)周期的低電平時(shí)間內(nèi)能夠完成充電。Cs充電完成后，其儲(chǔ)存的電荷量

q0=C0×U0.

(1)

式中：C0為Cs的電容量；U0為直流電源的輸出電壓。

當(dāng)Vp處于高電平時(shí)，Q1導(dǎo)通，此時(shí)Ds截止，Cs通過(guò)Q1、Rs回路放電，Cs中儲(chǔ)存的電荷在Rs兩端(即M1、M2之間)產(chǎn)生脈沖電壓波形。根據(jù)電學(xué)原理可知，產(chǎn)生該脈沖電壓波形的電荷量即為q0，該脈沖電壓信號(hào)即為放電量校準(zhǔn)脈沖。

該電路能夠在計(jì)算機(jī)指令控制下產(chǎn)生1 pC～100 nC的電荷量校準(zhǔn)脈沖信號(hào)，信號(hào)上升時(shí)間不大于8 ns，電荷量誤差不大于5%。表1給出典型電荷量檔位下輸出脈沖的實(shí)測(cè)結(jié)果。

表1 電荷量校準(zhǔn)脈沖發(fā)生電路的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)
Tab.1 Measured data of charge calibratedpulse generating circuit

標(biāo)稱電荷量/nC脈沖上升時(shí)間/ns實(shí)測(cè)電荷量/nC誤差/%0.055.50.0484.00.507.20.4951.05.0010.05.1202.410.006.810.3303.350.009.550.7001.4100.009.9100.5000.5

1.2.2 高頻正弦信號(hào)發(fā)生電路

高頻正弦信號(hào)發(fā)生電路用于對(duì)被檢傳感器傳輸阻抗、檢測(cè)頻率的檢驗(yàn)。本文基于直接數(shù)字式頻率合成(direct digital synthesizer，DDS)技術(shù)設(shè)計(jì)了正弦信號(hào)發(fā)生電路，其流程如圖3所示。

fc為時(shí)鐘頻率；K為頻率控制字；N為相位累加器的字長(zhǎng)。圖3 基于DDS技術(shù)的正弦信號(hào)發(fā)生流程Fig.3 Flow chart of sine signal generation based on DDS

相位累加器由全加器和累加寄存器級(jí)聯(lián)組成。在時(shí)鐘頻率fc的控制下，對(duì)輸入頻率控制字K進(jìn)行累加，累加滿量時(shí)就產(chǎn)生溢出。相位累加器的輸出對(duì)應(yīng)于該時(shí)刻合成周期信號(hào)的相位，并且這個(gè)相位是周期性的，在0～2π范圍內(nèi)變化。相位累加器位數(shù)為N，最大輸出為2N-1，對(duì)應(yīng)于2π的相位，累加1次就輸出1個(gè)相應(yīng)的相位碼，地址以查表方式獲取，得到對(duì)應(yīng)相位的信號(hào)幅度值，經(jīng)過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換，就可以得到一定頻率的信號(hào)輸出波形，低通濾波器對(duì)輸出的信號(hào)波形進(jìn)行平滑處理，濾除雜波和諧波。由于控制字經(jīng)過(guò)2N/K次累加，相位累加器滿量溢出，完成1個(gè)周期運(yùn)算，所以輸出頻率f0由fc和K共同決定，即f0=fcK/2N且K<2N-1，得到DDS的最小分辨率可達(dá)fc/2N。理論上通過(guò)設(shè)定DDS相位累加器的位數(shù)N、頻率控制字K和時(shí)鐘頻率fc的值，就可以產(chǎn)生任一頻率的輸出。

該電路能夠在計(jì)算機(jī)指令控制下輸出1 kHz～50 MHz的正弦電流信號(hào)，額定電流100 mA，頻率調(diào)節(jié)步長(zhǎng)10 kHz，各頻點(diǎn)頻率誤差不大于0.4%。表2給出典型頻點(diǎn)下輸出信號(hào)的頻率誤差實(shí)測(cè)值。

表2 高頻正弦信號(hào)發(fā)生電路的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)
Tab.2 Measured data of high-frequency sine signal generating circuit

頻率標(biāo)稱值/MHz實(shí)測(cè)值/MHz誤差/%1 1.00 02 2.00 05 5.01 -0.210 9.99 0.120 19.97 0.250 49.96 0.1

1.2.3 混合信號(hào)合成回路

混合信號(hào)合成回路用于對(duì)被檢傳感器抗干擾度的檢驗(yàn)。該電路能夠在單一路徑上形成指定參數(shù)的脈沖及正弦信號(hào)的混合信號(hào)，其中脈沖信號(hào)用于模擬一定電荷量的放電信號(hào)，電荷量在1 pC～100 nC范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)；正弦信號(hào)用于模擬特定頻率的諧波干擾信號(hào)，頻率在1 kHz～50 MHz范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。圖4給出500 pC放電脈沖與10 MHz正弦信號(hào)在單一傳輸路徑上合成的混合信號(hào)波形。

圖4 500 pC放電脈沖與10 MHz正弦信號(hào)的合成信號(hào)Fig.4 Synthetic signal with 500 pC discharge pulse and 10 MHz sine signal

1.3 標(biāo)準(zhǔn)化測(cè)量接口

激勵(lì)信號(hào)通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)化測(cè)量接口注入被檢傳感器，該接口一方面為激勵(lì)信號(hào)提供行波傳輸路徑，另一方面在不影響信號(hào)傳輸特性的前提下將被檢傳感器接入檢驗(yàn)系統(tǒng)。為消除信號(hào)傳輸過(guò)程中雜散效應(yīng)產(chǎn)生的信號(hào)衰減、畸變，本文采用同軸匹配夾具作為標(biāo)準(zhǔn)化測(cè)量接口。

同軸匹配夾具整體結(jié)構(gòu)如圖5所示，其基本結(jié)構(gòu)由支撐固定件及漸進(jìn)線結(jié)構(gòu)的導(dǎo)桿組成，支撐固定件支撐被測(cè)傳感器及導(dǎo)桿，確保信號(hào)傳輸路徑與地電位之間的空間位置保持恒定，消除雜散電容、電感等參數(shù)對(duì)傳輸信號(hào)的影響。導(dǎo)桿固定在左、右支撐板之間，兩端分別安裝同軸接線端子，其中一端連接激勵(lì)信號(hào)源，另一端經(jīng)阻抗匹配后連接至采集模塊。導(dǎo)桿上安裝有絕緣卡環(huán)，用于高頻電流傳感器的安裝固定。實(shí)際測(cè)量時(shí)，激勵(lì)信號(hào)從導(dǎo)桿一端以同軸方式注入，沿導(dǎo)桿向終端傳播，被測(cè)傳感器從導(dǎo)桿上耦合激勵(lì)信號(hào)，通過(guò)合理設(shè)計(jì)導(dǎo)桿接口及對(duì)地距離等關(guān)鍵參數(shù)確保激勵(lì)信號(hào)在測(cè)量頻帶內(nèi)以行波方式傳播。

圖5 同軸匹配夾具結(jié)構(gòu)Fig.5 Schematic diagram of coaxial matching fixture

圖6為使用安捷倫E5061B網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)同軸匹配夾具在10 Hz～500 MHz頻率范圍內(nèi)幅頻特性曲線的測(cè)量結(jié)果。其中，幅值為傳感器輸出電壓值與輸入電壓值之比的分貝值。

圖6 同軸匹配夾具的幅頻特性曲線Fig.6 Amplitude frequency characteristic curve of coaxial matching fixture

從圖6可以看出，同軸夾具幅頻特性曲線的3 dB截止頻率為405 MHz，在100 MHz內(nèi)增益平坦度為±0.015 dB。標(biāo)準(zhǔn)要求高頻電流局部放電傳感器性能檢驗(yàn)的頻率上限為50 MHz，因此同軸匹配夾具的頻域特性能夠滿足高頻電流傳感器性能檢驗(yàn)的要求。

2 程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)測(cè)量模式

基于程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)，對(duì)某種信號(hào)的高頻電流局部放電傳感器的全部性能參數(shù)進(jìn)行檢驗(yàn)。根據(jù)激勵(lì)信號(hào)的不同，程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)共有3種測(cè)量模式：脈沖激勵(lì)測(cè)試、正弦激勵(lì)測(cè)試及混合信號(hào)激勵(lì)測(cè)試，每種測(cè)量模式能夠完成對(duì)被檢傳感器特定性能參數(shù)的檢驗(yàn)。

2.1 脈沖激勵(lì)測(cè)試

2.1.1 測(cè)試方法

脈沖激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路如圖7所示。

Up為脈沖激勵(lì)信號(hào)；HFCT為高頻電流互感器，high frequency current transformer的縮寫。圖7 脈沖激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路Fig.7 Circuit of impulse excitation test system

圖7中，將被測(cè)高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，脈沖激勵(lì)信號(hào)從夾具一端注入，夾具另一端連接50 Ω同軸匹配阻抗。被測(cè)傳感器響應(yīng)信號(hào)輸入至采集模塊CH0通道進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣，采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。

系統(tǒng)具備單脈沖激勵(lì)測(cè)試及連續(xù)脈沖激勵(lì)測(cè)試功能。對(duì)于單脈沖激勵(lì)測(cè)試，根據(jù)計(jì)算機(jī)指令要求向測(cè)量回路連續(xù)注入單一電荷量脈沖；對(duì)于連續(xù)脈沖激勵(lì)測(cè)試，根據(jù)計(jì)算機(jī)指令定義的電荷量區(qū)間，以一定步長(zhǎng)連續(xù)遞進(jìn)式向測(cè)量回路注入?yún)^(qū)間內(nèi)各放電量脈沖。

脈沖激勵(lì)測(cè)試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的靈敏度及線性度進(jìn)行檢驗(yàn)，本文以最小可測(cè)放電量作為被檢傳感器靈敏度的評(píng)價(jià)指標(biāo)，以平均線性度誤差和最大線性度誤差作為被檢傳感器線性度的評(píng)價(jià)指標(biāo)。

2.1.2 評(píng)價(jià)指標(biāo)的計(jì)算方法

2.1.2.1 最小可測(cè)放電量

在單脈沖測(cè)試模式下，系統(tǒng)實(shí)時(shí)獲取被測(cè)傳感器對(duì)特定電荷量脈沖的響應(yīng)波形，為提高波形分析準(zhǔn)確度、消除隨機(jī)干擾對(duì)響應(yīng)信號(hào)的影響，分析軟件對(duì)同一電荷量脈沖的響應(yīng)波形進(jìn)行多次累加均值處理，對(duì)均值處理后的波形提取其峰值及背景噪聲值，計(jì)算波形信噪比，即

SNR=VS/VN.

(2)

其中：SNR為信噪比；VS為信號(hào)峰值；VN為背景噪聲信號(hào)的均方根值。

若被測(cè)傳感器對(duì)某電荷量脈沖響應(yīng)波形的信噪比不大于2，則此電荷量視為被測(cè)傳感器的最小可測(cè)放電量。

2.1.2.2 平均線性度誤差及最大線性度誤差

在連續(xù)脈沖激勵(lì)測(cè)試模式下，軟件獲取被測(cè)傳感器響應(yīng)波形并計(jì)算各放電量下的校準(zhǔn)系數(shù)，即

ki=Qi/Si.

(3)

式中：ki為第i個(gè)放電量下的校準(zhǔn)系數(shù)；Qi為放電量數(shù)值；Si為Qi放電量脈沖激勵(lì)下被測(cè)傳感器響應(yīng)波形的積分面積。其中，Qi為軟件設(shè)定值，Si為實(shí)測(cè)波形積分后的數(shù)值。

測(cè)試完成后，軟件生成各電荷量脈沖激勵(lì)下被測(cè)傳感器的校準(zhǔn)系數(shù)k與實(shí)測(cè)電荷量Q的二維曲線，即k-Q譜圖，根據(jù)該譜圖計(jì)算被測(cè)傳感器的平均線性度誤差與最大線性度誤差，平均線性度誤差

(4)

式中：kRMS為k-Q曲線均方根值；NT為測(cè)試區(qū)間內(nèi)放電量測(cè)點(diǎn)數(shù)。

最大線性度誤差

(5)

式中kmax為放電量測(cè)試區(qū)間內(nèi)傳感器校準(zhǔn)系數(shù)最大值。

2.1.3 實(shí)測(cè)分析

2.1.3.1 最小可測(cè)放電量

對(duì)被檢傳感器所在的測(cè)量回路注入50 pC電荷量的校準(zhǔn)脈沖信號(hào)，傳感器響應(yīng)波形如圖8所示，軟件自動(dòng)計(jì)算出該波形信噪比為220，則50 pC不是被測(cè)傳感器的最小可測(cè)放電量。

圖8 50 pC電荷量校準(zhǔn)脈沖信號(hào)的響應(yīng)波形Fig.8 Response waveform of charge calibrated pulse signal with 50 pC

向測(cè)量回路注入5 pC電荷量的校準(zhǔn)脈沖信號(hào)，傳感器響應(yīng)波形如圖9所示。從圖9可以看出脈沖響應(yīng)信號(hào)基本淹沒(méi)在背景噪聲中，軟件計(jì)算出波形信噪比約為1.9，以5 pC作為被測(cè)傳感器的最小可測(cè)放電量。

圖9 5 pC電荷量校準(zhǔn)脈沖信號(hào)的響應(yīng)波形Fig.9 Response waveform of charge calibrated pulse signal with 5 pC

2.1.3.2 平均線性度誤差及最大線性度誤差

測(cè)量傳感器在50～1 000 pC放電量區(qū)間范圍內(nèi)的平均線性度誤差及最大線性度誤差，系統(tǒng)測(cè)量到的k-Q曲線如圖10所示。

圖10 注入50～1 000 pC電荷量校準(zhǔn)脈沖時(shí)被測(cè)傳感器的k-Q曲線Fig.10 k-Q curve of the measured sensor with charge of 50 ～1 000 pC

根據(jù)圖10的測(cè)量結(jié)果，計(jì)算得到被測(cè)傳感器的平均線性度誤差為1.6%，最大線性度誤差為6.1%。

2.2 正弦激勵(lì)測(cè)試

2.2.1 測(cè)試方法

正弦激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路如圖11所示。

US為正弦激勵(lì)測(cè)試源；R0為取樣電阻；CH1、CH2為采樣通道。圖11 正弦激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路Fig.11 Circuit of sine excitation test system

圖11中，將被測(cè)高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，正弦激勵(lì)信號(hào)從夾具一端注入、另一端輸出，連接至采集模塊的CH2采樣通道，被測(cè)傳感器響應(yīng)信號(hào)連接至采集模塊的CH1采樣通道，為便于論述，將CH1通道輸入信號(hào)定義為響應(yīng)信號(hào)，將CH2通道輸入信號(hào)定義為原始信號(hào)。采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。計(jì)算機(jī)對(duì)獲取到的原始信號(hào)及響應(yīng)信號(hào)進(jìn)行分析，得到被測(cè)傳感器的指標(biāo)參數(shù)。

系統(tǒng)具備掃頻測(cè)量功能，根據(jù)計(jì)算機(jī)指令定義的頻率區(qū)間，以一定步長(zhǎng)連續(xù)遞進(jìn)式向被測(cè)傳感器注入?yún)^(qū)間內(nèi)各頻率信號(hào)，例如：計(jì)算機(jī)下達(dá)1～30 MHz掃頻指令，系統(tǒng)向被測(cè)傳感器依次注入1 MHz、(1+X) MHz、(1+2X) MHz、(1+3X) MHz、…、30 MHz，其中X為掃頻步長(zhǎng)，最大掃頻區(qū)間為10 kHz～50 MHz，掃頻起始頻率、截止頻率、步長(zhǎng)等參數(shù)均可根據(jù)需要設(shè)置。掃頻過(guò)程中，系統(tǒng)實(shí)時(shí)獲取各頻點(diǎn)的原始信號(hào)及響應(yīng)信號(hào)并進(jìn)行分析處理。

正弦激勵(lì)測(cè)試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的傳輸阻抗進(jìn)行檢驗(yàn)。本文以傳輸阻抗曲線的平均值、最大值及最小值作為被檢傳感器傳輸阻抗特性的評(píng)價(jià)指標(biāo)。

2.2.2 評(píng)價(jià)指標(biāo)的計(jì)算方法

傳輸阻抗

Z(f)=R0(V2(f)/V1(f)).

(6)

式中：R0為采集模塊的輸入阻抗，阻值為(50±0.2%) Ω；V2(f)為響應(yīng)信號(hào)峰峰值；V1(f)為原始激勵(lì)信號(hào)峰峰值。在測(cè)量頻率范圍內(nèi)對(duì)Z(f)曲線進(jìn)行運(yùn)算即可求取其算術(shù)平均值、最大值、最小值。

2.2.3 實(shí)測(cè)分析

對(duì)被測(cè)傳感器進(jìn)行1～50 MHz頻率范圍內(nèi)的掃頻測(cè)試，計(jì)算該頻率范圍內(nèi)傳感器傳輸阻抗隨頻率的變化曲線如圖12所示。

圖12 正弦激勵(lì)下被測(cè)傳感器的傳輸阻抗曲線Fig.12 Curve of transmission impedance of the measured sensor with sine excitation

圖12中傳輸阻抗曲線的平均值為24.4 Ω，最大值為27.9 Ω，最小值為6.2 Ω。

2.3 混合激勵(lì)測(cè)試

2.3.1 測(cè)試方法

混合激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路如圖13所示。

圖13 混合激勵(lì)測(cè)試系統(tǒng)回路Fig.13 Circuit of mixed excitation test system

圖13中，將激勵(lì)傳感器與被測(cè)高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，脈沖激勵(lì)信號(hào)以行波方式注入測(cè)試回路，正弦激勵(lì)信號(hào)以磁場(chǎng)耦合方式注入測(cè)試回路，在導(dǎo)桿連接的單一信號(hào)傳輸路徑上形成脈沖與正弦激勵(lì)信號(hào)的混合信號(hào)作為被測(cè)傳感器的激勵(lì)信號(hào)。被測(cè)傳感器響應(yīng)信號(hào)連接至采集模塊的采樣通道，采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。計(jì)算機(jī)對(duì)獲取到的響應(yīng)信號(hào)進(jìn)行分析，得到被測(cè)傳感器的指標(biāo)參數(shù)。

混合激勵(lì)測(cè)試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的抗干擾性能進(jìn)行檢驗(yàn)，本文以被檢傳感器響應(yīng)信號(hào)的信噪比作為抗干擾性能的評(píng)價(jià)指標(biāo)。

2.3.2 實(shí)測(cè)分析

對(duì)被測(cè)傳感器注入50 pC脈沖及1 MHz正弦信號(hào)的混合信號(hào)，傳感器響應(yīng)波形如圖14所示，其脈沖信號(hào)峰值40 mV，正弦信號(hào)峰值1.9 mV，信噪比為22。

圖14 50 pC脈沖及1 MHz正弦信號(hào)的混合信號(hào)響應(yīng)波形Fig.14 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 1 MHz sine signal

對(duì)被測(cè)傳感器注入50 pC脈沖及2 MHz正弦信號(hào)的混合信號(hào)，傳感器響應(yīng)波形如圖15所示，其脈沖信號(hào)峰值40 mV，正弦信號(hào)峰值9.1 mV，信噪比為4。

圖15 50 pC脈沖及2 MHz正弦信號(hào)的混合信號(hào)響應(yīng)波形Fig.15 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 2 MHz sine signal

對(duì)被測(cè)傳感器注入50 pC脈沖及5 MHz正弦信號(hào)的混合信號(hào)，傳感器響應(yīng)波形如圖16所示，其脈沖信號(hào)峰值50 mV，正弦信號(hào)峰值35 mV，信噪比為1.4。從圖16可以直觀看出脈沖信號(hào)淹沒(méi)在正弦干擾信號(hào)中。

圖16 50 pC脈沖及5 MHz正弦混合信號(hào)的響應(yīng)波形Fig.16 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 5 MHz sine signal

上述分析計(jì)算可見，被檢傳感器對(duì)頻率低于5 MHz的正弦干擾信號(hào)具有較好的抑制作用，對(duì)頻率在5 MHz及以上的正弦干擾信號(hào)抑制能力較差。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了高頻電流局部放電傳感器程控式一體化檢驗(yàn)系統(tǒng)，系統(tǒng)具備脈沖激勵(lì)測(cè)試、正弦激勵(lì)測(cè)試及混合激勵(lì)測(cè)試3種測(cè)試功能。

a)脈沖激勵(lì)測(cè)試回路能夠產(chǎn)生1 pC～100 nC的超寬范圍電荷量校準(zhǔn)脈沖的激勵(lì)信號(hào)，最大電荷量誤差不大于5%。

b)正弦激勵(lì)測(cè)試回路能夠產(chǎn)生10 kHz～50 MHz的正弦激勵(lì)信號(hào)，信號(hào)的峰-峰電流值不小于100 mA，頻率調(diào)節(jié)分辨率50 kHz，頻率誤差不大于0.4%。

c)混合激勵(lì)測(cè)試回路能夠產(chǎn)生1 pC～100 nC范圍內(nèi)任意電荷量校準(zhǔn)脈沖信號(hào)與10 kHz～50 MHz范圍內(nèi)任意頻率正弦信號(hào)的混合激勵(lì)信號(hào)。