常文治，邵進，弓艷朋，杜非，許淵

(1. 中國電力科學研究院有限公司，北京 100192；2. 國家電網(wǎng)有限公司，北京 100031)

高頻電流法局部放電檢測技術基于磁場耦合原理，在3～30 MHz頻段通過線圈式傳感器測量局部放電信號，可以有效避開現(xiàn)場大量存在的低頻干擾，具有抗干擾能力強、測量靈敏度高、適合在線監(jiān)測等優(yōu)點，目前取得了廣泛的現(xiàn)場應用[1-9]。但是，從實際應用情況來看，不同廠家生產(chǎn)的高頻電流法局部放電測量儀器性能指標差異明顯，隨著近年來此類儀器用量的增長，很多設計不合理、質(zhì)量不過關的產(chǎn)品也混入市場，嚴重影響了現(xiàn)場局部放電檢測的準確度及有效性。其重要原因在于，目前對高頻電流法局部放電測量儀器的性能檢驗工作開展不到位，缺乏精細化的性能檢驗方法及配套的性能檢驗系統(tǒng)，無法有效檢出缺陷類產(chǎn)品。

對局部放電傳感器進行準確的性能檢驗，是提高局部放電測量準確度的重要前提條件。從文獻調(diào)研情況來看，華北電力大學、韓國水原大學等研究機構開展了基于吉赫茲橫電磁波(Gigahertz transverse electro-magnetic，GTEM)的特高頻局部放電傳感器性能檢驗工作，采用“等效高度”指標評價特高頻局部放電傳感器的性能指標[10-19]。中國電力科學研究院有限公司、廣州電力試驗研究院開發(fā)了基于GTEM小室的特高頻局部放電傳感器檢驗系統(tǒng)，重點檢驗傳感器的靈敏度、線性度、幅頻響應等關鍵指標，開展了螺旋天線、平板天線、對數(shù)天線等形式特高頻傳感器的性能檢驗[20]。GB/T 7354—2003《局部放電測量》、IEC 60270:2000《Partial Discharge Measurements》等相關標準[21-22]對脈沖電流法的技術條件、測量方法、測量儀器和校準方法給出了具體要求，而對于高頻電流法，由于其檢測頻帶集中在3～30 MHz甚至更高頻段，遠高于脈沖電流法1 MHz以下的檢測頻段，因此GB/T 7354—2003等標準不適合直接用于高頻電流法。

本文根據(jù)高頻電流局部放電檢測裝置性能檢驗方法的要求，重點突破了高頻激勵信號傳輸路徑的阻抗匹配方法、程控式電荷量校準脈沖及正弦信號生成方法、放電脈沖信號及干擾信號合成方法等重點問題，研制了相應的模塊式電路。在提出具體檢驗方法及突破重點技術問題的基礎上，研制了高頻局部放電檢測裝置程控式一體化檢驗系統(tǒng)，該系統(tǒng)具備脈沖激勵測試、正弦激勵測試、混合激勵測試3種主要功能，集成了激勵信號與被檢裝置響應信號的自動采集程序，嵌入了包括靈敏度參數(shù)、線性度參數(shù)、傳輸阻抗參數(shù)及頻率參數(shù)在內(nèi)的所有檢驗參數(shù)的算法程序，能夠在計算機程序控制下自動完成全部檢測項目并給出檢測結(jié)果，顯著降低測試過程中的不確定因素對測量結(jié)果準確度的影響，同時顯著提升測試效率。

1 程控式一體化檢驗系統(tǒng)介紹

1.1 系統(tǒng)整體架構及功能

根據(jù)高頻電流局部放電傳感器的應用特點及國家電網(wǎng)有限公司企業(yè)標準QGDW 11304.5—2015《電力設備帶電檢測儀器技術規(guī)范 第5部分：高頻法局部放電帶電檢測儀器技術規(guī)范》對高頻法局部放電帶電檢測裝置的技術要求，本文將靈敏度、線性度、傳輸阻抗、抗干擾性能作為高頻電流局部放電傳感器的檢驗項目，以此為目標構建計算機程控式一體化檢驗系統(tǒng)，系統(tǒng)整體架構如圖1所示，主要包括激勵信號發(fā)生電路、標準化測量接口及測控軟件等組成部分。

圖1 高頻電流法局部放電傳感器程控式一體化檢驗系統(tǒng)結(jié)構Fig.1 Structure of program-controlled integrated inspection system for high-frequency current partial discharge sensor

控制計算機是預裝有定制化測控軟件的工業(yè)計算機，能夠?qū)崿F(xiàn)控制信號的生成、上傳數(shù)據(jù)的分類保存等功能。實際檢驗時，控制計算機輸出指令至控制指令發(fā)出模塊，該模塊輸出兩路控制信號，其中一路是電路選擇指令，另一路是參數(shù)設定指令，電路選擇指令輸入程控式多路開關，可以實現(xiàn)4套硬件電路(脈沖信號發(fā)生電路、高頻正弦信號發(fā)生電路、混合信號合成回路、工頻降壓回路)的程控選取及切換；參數(shù)設定指令可針對每種硬件電路的輸出參數(shù)進行自定義設置，各硬件電路均具備遠程控制信號的響應能力，能夠在參數(shù)設定指令的定義下自動調(diào)節(jié)輸出信號的參數(shù)。上述信號發(fā)生電路通過標準接口與各檢驗項目對應的測量回路快速連接，主要的測量回路參見第2節(jié)。測量回路的響應信號輸入至采集系統(tǒng)，采集系統(tǒng)完成數(shù)模轉(zhuǎn)換后將數(shù)據(jù)上傳至控制計算機，最后使用預裝的分析軟件對上傳數(shù)據(jù)進行匯總分析，給出各類測試項目的比對檢驗結(jié)果。

該系統(tǒng)將控制、信號發(fā)生、信號測量、信號采集、信號處理等多項功能組件進行一體化集成，通過一次接線能夠自動完成全部檢驗項目，避免檢驗過程中頻繁接線引入的隨機誤差，消除檢驗過程中人為因素對檢驗結(jié)果的影響，顯著提升檢驗效率。

1.2 激勵信號發(fā)生電路

1.2.1 脈沖信號發(fā)生電路

脈沖信號發(fā)生電路用于對被檢傳感器靈敏度、線性度及飽和度的檢驗，其原理如圖2所示。

R1為限流電阻；Vp為控制系統(tǒng)發(fā)出的方波控制信號，即頻率及占空比可程控的計數(shù)脈沖信號；Q1為功率半導體開關器件；Cs為標準電容；Ds為快速二極管；Rs為匹配電阻，Rs兩端即M1、M2間是校準脈沖信號輸出端。圖2 脈沖發(fā)生電路原理Fig.2 Principle of pulse generating circuit

電路工作時，當控制信號Vp處于低電平時，Q1處于關斷狀態(tài)，直流電源通過限流電阻R1對Cs充電，此時Ds導通，為Cs提供一個快速充電通道。通過合理設計直流電源、R1、Cs的參數(shù)，確保Cs在Vp一個周期的低電平時間內(nèi)能夠完成充電。Cs充電完成后，其儲存的電荷量

q0=C0×U0.

(1)

式中：C0為Cs的電容量；U0為直流電源的輸出電壓。

當Vp處于高電平時，Q1導通，此時Ds截止，Cs通過Q1、Rs回路放電，Cs中儲存的電荷在Rs兩端(即M1、M2之間)產(chǎn)生脈沖電壓波形。根據(jù)電學原理可知，產(chǎn)生該脈沖電壓波形的電荷量即為q0，該脈沖電壓信號即為放電量校準脈沖。

該電路能夠在計算機指令控制下產(chǎn)生1 pC～100 nC的電荷量校準脈沖信號，信號上升時間不大于8 ns，電荷量誤差不大于5%。表1給出典型電荷量檔位下輸出脈沖的實測結(jié)果。

表1 電荷量校準脈沖發(fā)生電路的實測數(shù)據(jù)
Tab.1 Measured data of charge calibratedpulse generating circuit

標稱電荷量/nC脈沖上升時間/ns實測電荷量/nC誤差/%0.055.50.0484.00.507.20.4951.05.0010.05.1202.410.006.810.3303.350.009.550.7001.4100.009.9100.5000.5

1.2.2 高頻正弦信號發(fā)生電路

高頻正弦信號發(fā)生電路用于對被檢傳感器傳輸阻抗、檢測頻率的檢驗。本文基于直接數(shù)字式頻率合成(direct digital synthesizer，DDS)技術設計了正弦信號發(fā)生電路，其流程如圖3所示。

fc為時鐘頻率；K為頻率控制字；N為相位累加器的字長。圖3 基于DDS技術的正弦信號發(fā)生流程Fig.3 Flow chart of sine signal generation based on DDS

相位累加器由全加器和累加寄存器級聯(lián)組成。在時鐘頻率fc的控制下，對輸入頻率控制字K進行累加，累加滿量時就產(chǎn)生溢出。相位累加器的輸出對應于該時刻合成周期信號的相位，并且這個相位是周期性的，在0～2π范圍內(nèi)變化。相位累加器位數(shù)為N，最大輸出為2N-1，對應于2π的相位，累加1次就輸出1個相應的相位碼，地址以查表方式獲取，得到對應相位的信號幅度值，經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換，就可以得到一定頻率的信號輸出波形，低通濾波器對輸出的信號波形進行平滑處理，濾除雜波和諧波。由于控制字經(jīng)過2N/K次累加，相位累加器滿量溢出，完成1個周期運算，所以輸出頻率f0由fc和K共同決定，即f0=fcK/2N且K<2N-1，得到DDS的最小分辨率可達fc/2N。理論上通過設定DDS相位累加器的位數(shù)N、頻率控制字K和時鐘頻率fc的值，就可以產(chǎn)生任一頻率的輸出。

該電路能夠在計算機指令控制下輸出1 kHz～50 MHz的正弦電流信號，額定電流100 mA，頻率調(diào)節(jié)步長10 kHz，各頻點頻率誤差不大于0.4%。表2給出典型頻點下輸出信號的頻率誤差實測值。

表2 高頻正弦信號發(fā)生電路的實測數(shù)據(jù)
Tab.2 Measured data of high-frequency sine signal generating circuit

頻率標稱值/MHz實測值/MHz誤差/%1 1.00 02 2.00 05 5.01 -0.210 9.99 0.120 19.97 0.250 49.96 0.1

1.2.3 混合信號合成回路

混合信號合成回路用于對被檢傳感器抗干擾度的檢驗。該電路能夠在單一路徑上形成指定參數(shù)的脈沖及正弦信號的混合信號，其中脈沖信號用于模擬一定電荷量的放電信號，電荷量在1 pC～100 nC范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)；正弦信號用于模擬特定頻率的諧波干擾信號，頻率在1 kHz～50 MHz范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。圖4給出500 pC放電脈沖與10 MHz正弦信號在單一傳輸路徑上合成的混合信號波形。

圖4 500 pC放電脈沖與10 MHz正弦信號的合成信號Fig.4 Synthetic signal with 500 pC discharge pulse and 10 MHz sine signal

1.3 標準化測量接口

激勵信號通過標準化測量接口注入被檢傳感器，該接口一方面為激勵信號提供行波傳輸路徑，另一方面在不影響信號傳輸特性的前提下將被檢傳感器接入檢驗系統(tǒng)。為消除信號傳輸過程中雜散效應產(chǎn)生的信號衰減、畸變，本文采用同軸匹配夾具作為標準化測量接口。

同軸匹配夾具整體結(jié)構如圖5所示，其基本結(jié)構由支撐固定件及漸進線結(jié)構的導桿組成，支撐固定件支撐被測傳感器及導桿，確保信號傳輸路徑與地電位之間的空間位置保持恒定，消除雜散電容、電感等參數(shù)對傳輸信號的影響。導桿固定在左、右支撐板之間，兩端分別安裝同軸接線端子，其中一端連接激勵信號源，另一端經(jīng)阻抗匹配后連接至采集模塊。導桿上安裝有絕緣卡環(huán)，用于高頻電流傳感器的安裝固定。實際測量時，激勵信號從導桿一端以同軸方式注入，沿導桿向終端傳播，被測傳感器從導桿上耦合激勵信號，通過合理設計導桿接口及對地距離等關鍵參數(shù)確保激勵信號在測量頻帶內(nèi)以行波方式傳播。

圖5 同軸匹配夾具結(jié)構Fig.5 Schematic diagram of coaxial matching fixture

圖6為使用安捷倫E5061B網(wǎng)絡分析儀對同軸匹配夾具在10 Hz～500 MHz頻率范圍內(nèi)幅頻特性曲線的測量結(jié)果。其中，幅值為傳感器輸出電壓值與輸入電壓值之比的分貝值。

圖6 同軸匹配夾具的幅頻特性曲線Fig.6 Amplitude frequency characteristic curve of coaxial matching fixture

從圖6可以看出，同軸夾具幅頻特性曲線的3 dB截止頻率為405 MHz，在100 MHz內(nèi)增益平坦度為±0.015 dB。標準要求高頻電流局部放電傳感器性能檢驗的頻率上限為50 MHz，因此同軸匹配夾具的頻域特性能夠滿足高頻電流傳感器性能檢驗的要求。

2 程控式一體化檢驗系統(tǒng)測量模式

基于程控式一體化檢驗系統(tǒng)，對某種信號的高頻電流局部放電傳感器的全部性能參數(shù)進行檢驗。根據(jù)激勵信號的不同，程控式一體化檢驗系統(tǒng)共有3種測量模式：脈沖激勵測試、正弦激勵測試及混合信號激勵測試，每種測量模式能夠完成對被檢傳感器特定性能參數(shù)的檢驗。

2.1 脈沖激勵測試

2.1.1 測試方法

脈沖激勵測試系統(tǒng)回路如圖7所示。

Up為脈沖激勵信號；HFCT為高頻電流互感器，high frequency current transformer的縮寫。圖7 脈沖激勵測試系統(tǒng)回路Fig.7 Circuit of impulse excitation test system

圖7中，將被測高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，脈沖激勵信號從夾具一端注入，夾具另一端連接50 Ω同軸匹配阻抗。被測傳感器響應信號輸入至采集模塊CH0通道進行數(shù)據(jù)采樣，采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。

系統(tǒng)具備單脈沖激勵測試及連續(xù)脈沖激勵測試功能。對于單脈沖激勵測試，根據(jù)計算機指令要求向測量回路連續(xù)注入單一電荷量脈沖；對于連續(xù)脈沖激勵測試，根據(jù)計算機指令定義的電荷量區(qū)間，以一定步長連續(xù)遞進式向測量回路注入?yún)^(qū)間內(nèi)各放電量脈沖。

脈沖激勵測試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的靈敏度及線性度進行檢驗，本文以最小可測放電量作為被檢傳感器靈敏度的評價指標，以平均線性度誤差和最大線性度誤差作為被檢傳感器線性度的評價指標。

2.1.2 評價指標的計算方法

2.1.2.1 最小可測放電量

在單脈沖測試模式下，系統(tǒng)實時獲取被測傳感器對特定電荷量脈沖的響應波形，為提高波形分析準確度、消除隨機干擾對響應信號的影響，分析軟件對同一電荷量脈沖的響應波形進行多次累加均值處理，對均值處理后的波形提取其峰值及背景噪聲值，計算波形信噪比，即

SNR=VS/VN.

(2)

其中：SNR為信噪比；VS為信號峰值；VN為背景噪聲信號的均方根值。

若被測傳感器對某電荷量脈沖響應波形的信噪比不大于2，則此電荷量視為被測傳感器的最小可測放電量。

2.1.2.2 平均線性度誤差及最大線性度誤差

在連續(xù)脈沖激勵測試模式下，軟件獲取被測傳感器響應波形并計算各放電量下的校準系數(shù)，即

ki=Qi/Si.

(3)

式中：ki為第i個放電量下的校準系數(shù)；Qi為放電量數(shù)值；Si為Qi放電量脈沖激勵下被測傳感器響應波形的積分面積。其中，Qi為軟件設定值，Si為實測波形積分后的數(shù)值。

測試完成后，軟件生成各電荷量脈沖激勵下被測傳感器的校準系數(shù)k與實測電荷量Q的二維曲線，即k-Q譜圖，根據(jù)該譜圖計算被測傳感器的平均線性度誤差與最大線性度誤差，平均線性度誤差

(4)

式中：kRMS為k-Q曲線均方根值；NT為測試區(qū)間內(nèi)放電量測點數(shù)。

最大線性度誤差

(5)

式中kmax為放電量測試區(qū)間內(nèi)傳感器校準系數(shù)最大值。

2.1.3 實測分析

2.1.3.1 最小可測放電量

對被檢傳感器所在的測量回路注入50 pC電荷量的校準脈沖信號，傳感器響應波形如圖8所示，軟件自動計算出該波形信噪比為220，則50 pC不是被測傳感器的最小可測放電量。

圖8 50 pC電荷量校準脈沖信號的響應波形Fig.8 Response waveform of charge calibrated pulse signal with 50 pC

向測量回路注入5 pC電荷量的校準脈沖信號，傳感器響應波形如圖9所示。從圖9可以看出脈沖響應信號基本淹沒在背景噪聲中，軟件計算出波形信噪比約為1.9，以5 pC作為被測傳感器的最小可測放電量。

圖9 5 pC電荷量校準脈沖信號的響應波形Fig.9 Response waveform of charge calibrated pulse signal with 5 pC

2.1.3.2 平均線性度誤差及最大線性度誤差

測量傳感器在50～1 000 pC放電量區(qū)間范圍內(nèi)的平均線性度誤差及最大線性度誤差，系統(tǒng)測量到的k-Q曲線如圖10所示。

圖10 注入50～1 000 pC電荷量校準脈沖時被測傳感器的k-Q曲線Fig.10 k-Q curve of the measured sensor with charge of 50 ～1 000 pC

根據(jù)圖10的測量結(jié)果，計算得到被測傳感器的平均線性度誤差為1.6%，最大線性度誤差為6.1%。

2.2 正弦激勵測試

2.2.1 測試方法

正弦激勵測試系統(tǒng)回路如圖11所示。

US為正弦激勵測試源；R0為取樣電阻；CH1、CH2為采樣通道。圖11 正弦激勵測試系統(tǒng)回路Fig.11 Circuit of sine excitation test system

圖11中，將被測高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，正弦激勵信號從夾具一端注入、另一端輸出，連接至采集模塊的CH2采樣通道，被測傳感器響應信號連接至采集模塊的CH1采樣通道，為便于論述，將CH1通道輸入信號定義為響應信號，將CH2通道輸入信號定義為原始信號。采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。計算機對獲取到的原始信號及響應信號進行分析，得到被測傳感器的指標參數(shù)。

系統(tǒng)具備掃頻測量功能，根據(jù)計算機指令定義的頻率區(qū)間，以一定步長連續(xù)遞進式向被測傳感器注入?yún)^(qū)間內(nèi)各頻率信號，例如：計算機下達1～30 MHz掃頻指令，系統(tǒng)向被測傳感器依次注入1 MHz、(1+X) MHz、(1+2X) MHz、(1+3X) MHz、…、30 MHz，其中X為掃頻步長，最大掃頻區(qū)間為10 kHz～50 MHz，掃頻起始頻率、截止頻率、步長等參數(shù)均可根據(jù)需要設置。掃頻過程中，系統(tǒng)實時獲取各頻點的原始信號及響應信號并進行分析處理。

正弦激勵測試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的傳輸阻抗進行檢驗。本文以傳輸阻抗曲線的平均值、最大值及最小值作為被檢傳感器傳輸阻抗特性的評價指標。

2.2.2 評價指標的計算方法

傳輸阻抗

Z(f)=R0(V2(f)/V1(f)).

(6)

式中：R0為采集模塊的輸入阻抗，阻值為(50±0.2%) Ω；V2(f)為響應信號峰峰值；V1(f)為原始激勵信號峰峰值。在測量頻率范圍內(nèi)對Z(f)曲線進行運算即可求取其算術平均值、最大值、最小值。

2.2.3 實測分析

對被測傳感器進行1～50 MHz頻率范圍內(nèi)的掃頻測試，計算該頻率范圍內(nèi)傳感器傳輸阻抗隨頻率的變化曲線如圖12所示。

圖12 正弦激勵下被測傳感器的傳輸阻抗曲線Fig.12 Curve of transmission impedance of the measured sensor with sine excitation

圖12中傳輸阻抗曲線的平均值為24.4 Ω，最大值為27.9 Ω，最小值為6.2 Ω。

2.3 混合激勵測試

2.3.1 測試方法

混合激勵測試系統(tǒng)回路如圖13所示。

圖13 混合激勵測試系統(tǒng)回路Fig.13 Circuit of mixed excitation test system

圖13中，將激勵傳感器與被測高頻電流傳感器卡裝在同軸匹配夾具上，脈沖激勵信號以行波方式注入測試回路，正弦激勵信號以磁場耦合方式注入測試回路，在導桿連接的單一信號傳輸路徑上形成脈沖與正弦激勵信號的混合信號作為被測傳感器的激勵信號。被測傳感器響應信號連接至采集模塊的采樣通道，采集模塊輸入阻抗配置為50 Ω，單通道采樣頻率500 MHz，帶寬100 MHz。計算機對獲取到的響應信號進行分析，得到被測傳感器的指標參數(shù)。

混合激勵測試能夠?qū)Ρ粰z傳感器的抗干擾性能進行檢驗，本文以被檢傳感器響應信號的信噪比作為抗干擾性能的評價指標。

2.3.2 實測分析

對被測傳感器注入50 pC脈沖及1 MHz正弦信號的混合信號，傳感器響應波形如圖14所示，其脈沖信號峰值40 mV，正弦信號峰值1.9 mV，信噪比為22。

圖14 50 pC脈沖及1 MHz正弦信號的混合信號響應波形Fig.14 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 1 MHz sine signal

對被測傳感器注入50 pC脈沖及2 MHz正弦信號的混合信號，傳感器響應波形如圖15所示，其脈沖信號峰值40 mV，正弦信號峰值9.1 mV，信噪比為4。

圖15 50 pC脈沖及2 MHz正弦信號的混合信號響應波形Fig.15 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 2 MHz sine signal

對被測傳感器注入50 pC脈沖及5 MHz正弦信號的混合信號，傳感器響應波形如圖16所示，其脈沖信號峰值50 mV，正弦信號峰值35 mV，信噪比為1.4。從圖16可以直觀看出脈沖信號淹沒在正弦干擾信號中。

圖16 50 pC脈沖及5 MHz正弦混合信號的響應波形Fig.16 Response waveforms of synthetic signals by 50 pC pulse and 5 MHz sine signal

上述分析計算可見，被檢傳感器對頻率低于5 MHz的正弦干擾信號具有較好的抑制作用，對頻率在5 MHz及以上的正弦干擾信號抑制能力較差。

3 結(jié)束語

本文設計了高頻電流局部放電傳感器程控式一體化檢驗系統(tǒng)，系統(tǒng)具備脈沖激勵測試、正弦激勵測試及混合激勵測試3種測試功能。

a)脈沖激勵測試回路能夠產(chǎn)生1 pC～100 nC的超寬范圍電荷量校準脈沖的激勵信號，最大電荷量誤差不大于5%。

b)正弦激勵測試回路能夠產(chǎn)生10 kHz～50 MHz的正弦激勵信號，信號的峰-峰電流值不小于100 mA，頻率調(diào)節(jié)分辨率50 kHz，頻率誤差不大于0.4%。

c)混合激勵測試回路能夠產(chǎn)生1 pC～100 nC范圍內(nèi)任意電荷量校準脈沖信號與10 kHz～50 MHz范圍內(nèi)任意頻率正弦信號的混合激勵信號。