焦寧飛，高芳寧，劉衛(wèi)國

(西北工業(yè)大學 自動化學院，西安 710072)

0 引 言

隨著多電飛機的迅猛發(fā)展，具有體積重量小、結構簡單、集成度高等優(yōu)勢的起動發(fā)電一體化系統(tǒng)已成為當前航空電源領域的研究熱點[1]。三級式無刷同步電機集可靠性高、使用周期長以及發(fā)電技術成熟等優(yōu)勢于一身，使得該類電機在航空起動發(fā)電一體化應用中具有重大潛力。三級式無刷同步電機作為發(fā)電機在發(fā)電狀態(tài)下的研究及應用已較為成熟，實現(xiàn)航空三級式無刷同步起動發(fā)電一體化系統(tǒng)(以下簡稱三級式起發(fā)系統(tǒng))的重點在于該電機起動階段的研究。

航空三級式起發(fā)系統(tǒng)起動靜止和低速階段面臨主電機勵磁電流為零或較小的問題，使其很難輸出足夠大的電磁轉(zhuǎn)矩實現(xiàn)航空發(fā)動機的平穩(wěn)起動[2]。文獻[3]中提出一種兩相勵磁機結構及控制策略，可有效提升系統(tǒng)起動靜止和低速階段主電機勵磁電流，進而提升系統(tǒng)輸出轉(zhuǎn)矩，為該系統(tǒng)帶動航空發(fā)動機的順利起動提供保障。

基于兩相勵磁機的航空三級式起發(fā)系統(tǒng)結構示意圖如圖1所示，主要由副勵磁機、兩相勵磁機、旋轉(zhuǎn)整流器和主電機組成。副勵磁機不參與系統(tǒng)起動階段，僅在系統(tǒng)發(fā)電階段為勵磁機提供勵磁電流。勵磁機為轉(zhuǎn)樞式發(fā)電機，其定子勵磁繞組為兩相對稱繞組結構，故稱為兩相勵磁機。主電機為電勵磁同步電機，可運行在電動狀態(tài)帶動航空發(fā)動機起動，起動完成后工作在發(fā)電狀態(tài)為機載設備提供電能。

圖1 基于兩相勵磁機的航空三級式起發(fā)系統(tǒng)結構示意圖

三級式起發(fā)系統(tǒng)起動階段，兩相勵磁機由兩相逆變電路提供兩相交流電進行勵磁，勵磁機轉(zhuǎn)子三相繞組上感應的三相交流電經(jīng)旋轉(zhuǎn)整流器整流后為主電機提供勵磁電流，主電機由起動控制器控制運行在電動狀態(tài)，輸出電磁轉(zhuǎn)矩帶動航空發(fā)動機起動。

常見的兩相逆變電路拓撲包括[4]：兩橋臂兩相逆變電路[5]，三橋臂兩相逆變電路[6]和四橋臂兩相逆變電路[7]。前期的研究表明，勵磁機勵磁電壓幅值的升高可有效增大主電機勵磁電流，進而提升電機輸出轉(zhuǎn)矩[3]。在航空直流電源270VDC的限制下，為了最大限度地提升勵磁機勵磁電壓，選擇電壓利用率最高的四橋臂兩相逆變電路。

兩相逆變電路采用脈寬調(diào)制(PWM)方法產(chǎn)生兩相交流電。相比于正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)方式，空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)方式諧波含量低，開關損耗小，已廣泛應用于各類電機驅(qū)動控制中。針對三相逆變電路的SVPWM研究較多且已成熟，而針對兩相逆變電路的SVPWM研究較少。文獻[6]中開展了三橋臂兩相逆變電路的SVPWM研究及應用；文獻[8]中針對四橋臂兩相逆變電路提出了五段式SVPWM調(diào)制方式，并在兩相直線電機上得到應用。

通過對航空三級式起發(fā)系統(tǒng)中四橋臂兩相逆變電路基本矢量的分析，本文提出一種兩相逆變電路九段式SVPWM調(diào)制方法，給出了詳細的推導過程及實現(xiàn)方法，并進行了仿真分析。搭建了三級式起發(fā)系統(tǒng)實驗平臺，針對兩相勵磁機采用九段式SVPWM調(diào)制方法開展了實驗驗證。仿真及實驗結果證明了本文提出的兩相逆變器九段式SVPWM調(diào)制方法的優(yōu)勢和有效性。

1 四橋臂兩相逆變電路基本矢量分析

四橋臂兩相逆變電路結構示意圖如圖2所示，其由兩個H橋逆變電路組成，故也被稱為雙H橋兩相逆變電路。為了防止直通，逆變器每個橋臂的上下兩個功率管的開通關斷狀態(tài)互補，故在分析兩相逆變電路電壓矢量輸出時僅考慮上管的通斷情況。

圖2 兩相逆變電路拓撲結構

1.1 電壓空間基本矢量

四橋臂兩相逆變電路四個橋臂的上管分別用A1，B1，C1，D1表示，可分別處于開通或關斷狀態(tài)，互不約束。故四橋臂兩相逆變電路共可輸出16個基本矢量，包括12 個非零矢量和4個零矢量，如表1所示，其中1代表開通，0代表關斷。

表1 四橋臂兩相逆變電路的基本矢量

1.2 基本矢量的歸分

從表1中可以看出，在16個基本矢量中有部分矢量的方向和幅值都相同。故可將上述16個基本矢量歸分為9個各不相同的矢量，如表2所示。

表2 四橋臂兩相逆變電路基本矢量的歸分

在直角坐標系中分別表示16個基本矢量和歸分后的9個矢量，并根據(jù)矢量分布圖的結構特點，將整個區(qū)域劃分為8個扇區(qū)，分別表示為：Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ，如圖3所示。

圖3 四橋臂兩相逆變電路矢量分布圖

2 兩相逆變電路九段式SVPWM

2.1 基本矢量作用時間計算

以位于第Ⅰ扇區(qū)的矢量合成為例，來說明四橋臂兩相逆變電路空間電壓矢量的調(diào)制計算過程。圖4為處于第Ⅰ扇區(qū)的矢量合成示意圖，Vref為需要合成的參考電壓矢量，由兩個邊界矢量VⅠ和VⅡ在一定的作用時間下合成。

圖4 處于第Ⅰ扇區(qū)的矢量合成示意圖

首先將參考矢量Vref在αβ坐標系下分解為相互垂直的兩個矢量Vα和Vβ。選擇VⅠ和VⅡ作為基本矢量，VⅠ、VⅡ和零矢量的作用時間分別記為TⅠ、TⅡ，和To，Ts為調(diào)制周期，根據(jù)矢量合成原理可得：

TsVref=TⅠVⅠ+TⅡVⅡ

(1)

Vref=(TⅠ/TS)VⅠ+(TⅡ/TS)VⅡ

(2)

根據(jù)圖4可得：

將VⅠ和VⅡ的幅值帶入式(3)并整理后可得：

TⅠ=(Vα-Vβ)TS/VDC
TⅡ=VβTS/VDC
TO=TS-TⅠ-TⅡ

(4)

式(4)即給出了第Ⅰ扇區(qū)兩個基本矢量各自的作用時間。

為了SVPWM調(diào)制方法在實際編程中實現(xiàn)方便，可將不同扇區(qū)基本矢量的計算公式統(tǒng)一歸化為

其中，Kα，Kβ，Pα，Pβ為系數(shù)，其在8個扇區(qū)的取值可根據(jù)TK和TK+1的計算式獲得，如表3右側4欄所示。

表3 每個扇區(qū)合成矢量時兩個基本矢量作用時間計算式

2.2 開關序列

在獲取了每個扇區(qū)合成目標矢量時有效工作矢量的作用時間后，還需確定每個周期內(nèi)不同扇區(qū)各個功率管的開關序列。為了減小開關損耗和提高工作效率，每一個調(diào)制周期都以全零矢量狀態(tài)開始和結束。根據(jù)每個調(diào)制周期被劃分的小區(qū)段數(shù)量，可以將兩相SVPWM調(diào)制分為五段式、七段式和九段式三種不同的調(diào)制方式。下面以第Ⅰ扇區(qū)內(nèi)的SVPWM調(diào)制為例，依次說明五段式、七段式和本文提出的九段式調(diào)制方式。

第Ⅰ扇區(qū)的兩個邊界基本矢量是VⅠ(V8，V11)和VⅡ(V10)，其作用時間分別為TⅠ和TⅡ；零矢量的作用時間記為TO。采用五段式調(diào)制方式時，將零矢量和VⅠ矢量分成兩等分，VⅡ矢量不劃分，故一個調(diào)制周期被分成了5段，如圖5(a)所示。采用七段式調(diào)制方式時，將零矢量分成4等份，VⅠ和VⅡ矢量都分成兩等份，故一個調(diào)制周期被分成7段，如圖5(b)所示。四橋臂兩相逆變電路的結構特點使得VⅠ中含有兩個基本矢量V8和V11，而七段式調(diào)制方式僅用到了一個基本矢量V8。本文提出的九段式調(diào)制方法，在七段式調(diào)制方法的基礎上，將VⅠ矢量分成四個等份，其中兩份采用基本矢量V8，另兩份采用基本矢量V11，故一個調(diào)制周期被分成了9段，如圖5(c)所示。

圖5 第Ⅰ扇區(qū)兩相SVPWM調(diào)制開關序列

對比圖5中三種調(diào)制方式的開關序列圖可以看出，五段式調(diào)制方式下，每個調(diào)制周期中僅有一半的功率管通斷，相較于七段式和九段式調(diào)制方法，開關頻率低，功率損耗小。而九段式調(diào)制方法相比于五段式和七段式，由于其將一個周期劃分為9等份，故其調(diào)制效果更接近于正弦波，所含諧波含量最小，這對于減小電機高頻損耗、降低電機電磁干擾等都具有重要意義。

采用相同的分析方法可以獲取四橋臂兩相逆變電路在其他扇區(qū)采用九段式SVPWM調(diào)制方式時的開關序列，如圖6所示。

圖6 雙全橋兩相逆變電路采用九段式空間矢量調(diào)制方式時的開關序列

3 仿真分析

在Matlab/Simulink軟件中建立四橋臂兩相逆變電路九段式SVPWM調(diào)制仿真模型，并進行仿真分析。仿真結果如圖7所示，包括兩相交流電流波形和兩相逆變電路上管通斷信號局部圖。仿真結果驗證了九段式兩相SVPWM調(diào)制方法的有效性。

圖7 兩相SVPWM調(diào)制Matlab/Simulink仿真結果

同時，在Matlab/Simulink軟件中建立五段式和七段式SVPWM調(diào)制仿真模型，并與九段式SVPWM調(diào)制結果進行仿真對比，結果如圖8所示。從圖8中可以看出，九段式SVPWM調(diào)制下兩相交流電諧波含量明顯小于五段式和七段式，即九段式SVPWM的調(diào)制效果最好。兩相逆變電路三種調(diào)制方式的仿真對比驗證了九段式SVPWM調(diào)制的優(yōu)勢，即可以有效降低兩相交流電諧波含量。

圖8 五段式、七段式、九段式SVPWM調(diào)制效果對比

4 實驗驗證

針對一臺基于兩相勵磁機的三級式起發(fā)電機樣機搭建試驗平臺，如圖9所示。其中包括主電機控制器、兩相勵磁機控制器、負載加載臺以及三級式起發(fā)電機原理樣機。采用Fluk電流鉗測量勵磁機兩相勵磁電流，并在LeCroy示波器上進行顯示。

圖9 試驗驗證平臺

兩相勵磁機控制器中的四橋臂兩相逆變電路采用九段式SVPWM調(diào)制方法進行脈寬調(diào)制。最終得到的兩相勵磁機勵磁電流實驗測試波形如圖10所示。需要說明的是，由于勵磁機轉(zhuǎn)子電樞繞組接旋轉(zhuǎn)整流器，因此勵磁機轉(zhuǎn)子電流中含有由于不控整流引起的較大的諧波含量，最終導致勵磁機兩相勵磁電流中也含有與之相應的諧波分量。

圖10 勵磁機兩相勵磁電流實驗測試波形

5 結 論

針對航空三級式起發(fā)系統(tǒng)兩相勵磁機，本文提出一種九段式兩相SVPWM調(diào)制方法，并通過基本矢量分析、作用時間計算以及開關序列確定詳細說明了該調(diào)制方法，同時進行了仿真分析和實驗測試。仿真和實驗結果驗證了本文提出的九段式SVPWM調(diào)制方法的有效性以及可有效降低電流諧波含量的優(yōu)勢。