蘇志從，楊丁貴，王 琳

(1.國網(wǎng)福建省電力有限公司檢修分公司，福建 廈門 361001；2.國網(wǎng)福建省電力有限公司南平供電公司，福建 南平 353000)

0 引 言

將Y型聯(lián)接的電機中性點拆開[1]，得到相對獨立的三相繞組(即所謂的開繞組)，兩端分別由兩變換器供電，構(gòu)成雙變換器開繞組電機系統(tǒng)。開繞組電機系統(tǒng)可在不改變電機固有結(jié)構(gòu)的同時，通過增加開關(guān)器件即可有效提高輸入電壓的等級與品質(zhì)[2]。目前，國內(nèi)外開放式繞組電機系統(tǒng)研究的對象主要集中于感應(yīng)電機和永磁同步電機[3-4]，很少看到對開繞組同步磁阻電機(SynRM)的雙變換器控制系統(tǒng)的相關(guān)研究。同步磁阻電機結(jié)構(gòu)簡單、制造成本低、其安全性能良好，能滿足特殊運行環(huán)境對電機的苛刻要求[5]。同時，同步磁阻電機有效避免了感應(yīng)電機、永磁同步電機所存在的諸多弊端[6]，因此有必要對雙逆變器開繞組SynRM控制系統(tǒng)做深入研究。

學(xué)者尹靖元針對感應(yīng)電機提出采用共直流母線的雙逆變器驅(qū)動電路拓?fù)鋄7]，系統(tǒng)的兩個逆變器共用一個直流母線電源，兩個逆變器的供電電源沒有隔離且存在物理上的連接，因此雙逆變器共模電壓存在零序回路，產(chǎn)生共模電流從而引起電機振蕩，使其應(yīng)用受到限制。文獻[8]提出零序電壓補償方法，通過調(diào)整零電壓矢量的調(diào)制位置，使得共模電壓的平均值為零，但是該方法并沒有使得瞬時共模電壓為零，仍會產(chǎn)生波動的共模電流，同時沒有充分利用直流母線電壓，無法實現(xiàn)最大電壓輸出。文獻[3]采用傳統(tǒng)的零共模電壓調(diào)制方法，直接采用不含零序電壓的這六個基本電壓矢量進行調(diào)制，但該方法放棄使用含零序分量的最大六邊形電壓矢量，從而降低了母線電壓的利用率。因此要想從根本上解決共模電壓的問題，應(yīng)該切斷共模電流回路，即采用兩路隔離直流母線的供電方式，不僅能夠徹底消除共模電流，同時基本電壓矢量的選擇也不再受到共模電壓的限制，從而實現(xiàn)母線電壓利用率的最大化。

同時，針對雙逆變器SVPWM調(diào)制方法，文獻[9-10]將雙逆變器拆分為兩個獨立的單逆變器，其中一個逆變器工作在低頻模式(即在SVPWM調(diào)制周期內(nèi)，其工作狀態(tài)保持不變)，另一個逆變器工作在高頻模式，通過兩逆變器的組合實現(xiàn)目標(biāo)電壓矢量的輸出。此時低頻工作的逆變器的開關(guān)損耗將明顯小于高頻模式的開關(guān)損耗，但是該調(diào)制方法會導(dǎo)致雙逆變器12個開關(guān)管損耗失衡，高頻模式的開關(guān)管使用壽命明顯下降，從而降低整機的使用壽命。

為此，本文結(jié)合雙逆變器驅(qū)動系統(tǒng)和同步磁阻電機的眾多優(yōu)勢，構(gòu)建開繞組同步磁阻電機矢量控制系統(tǒng)，采用隔離母線供電方式避免共模電壓的影響，同時提出一種新型交替低頻工作的雙逆變器SVPWM調(diào)制策略，不僅保證最大電壓輸出，同時平衡12個開關(guān)管的損耗分布，提高雙逆變器的使用壽命。

1 開繞組SynRM電機矢量控制系統(tǒng)

1.1 同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系的線性數(shù)學(xué)模型

電壓方程：

磁鏈方程：

電磁轉(zhuǎn)矩方程：

(3)

運動方程：

式中，ud、uq、id、iq、Ψd、Ψq、Ld、Lq分別是d-q軸坐標(biāo)系所對應(yīng)的電壓、電流、磁鏈和電感；Te、TL為電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩；Rs為電機定子電阻；wr為轉(zhuǎn)子同步電角速度；P0為轉(zhuǎn)子極對數(shù)；θ為電流矢量與d軸的夾角即電流角；Im為電流矢量幅值。

1.2 雙逆變器供電的開繞組SynRM矢量控制系統(tǒng)

雙逆變器SVPWM 是在單逆變器SVPWM的基礎(chǔ)上發(fā)展而來的，圖1為采用雙逆變器供電的開繞組同步磁阻電機矢量控制框圖，包括Clarke與Park變換模塊、速度環(huán)PI調(diào)節(jié)器、電流分配模塊、dq軸電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器、雙逆變器SVPWM調(diào)制及其輸出模塊等。與傳統(tǒng)的單逆變器供電Y型連接的同步磁阻電機矢量控制系統(tǒng)不同，雙逆變器的SVPWM輸出由12個開關(guān)管、6個橋臂實現(xiàn)，通過逆變器INV1、逆變器INV2的協(xié)同工作，輸出母線電壓利用率更高、品質(zhì)更高(即諧波含量更低)的三相交流電壓，驅(qū)動開繞組SynRM運行。

圖1 基于雙逆變器供電的開繞組SynRM矢量控制框圖

其中電流分配模塊通常是采用最大轉(zhuǎn)矩控制(MTC)，忽略電機磁鏈飽和效應(yīng)(即認(rèn)為dq軸電感恒定)，并對公式(3)所示的轉(zhuǎn)矩方程求導(dǎo)可得，對于給定的電流幅值Im，當(dāng)電流角θ=45°，電磁轉(zhuǎn)矩Te最大。因此可以控制電流角θ恒為45°即可實現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩控制，將電流角θ=45°代入公式(3)即可得到MTC控制下的最大轉(zhuǎn)矩方程：

2 新型雙逆變器SVPWM調(diào)制策略

2.1 雙逆變器空間矢量的分布與組合

圖2為采用雙逆變器供電的開繞組電機控制電路拓?fù)?，采用隔離母線供電的方式。由于獨立直流電源供電的雙逆變器系統(tǒng)不存在零序電流回路，其共模電壓不會產(chǎn)生零序電流，可以避免共模電流產(chǎn)生的諸多不良影響。

圖2 雙逆變器開繞組電機控制電路拓?fù)?/p>

由單逆變器SVPWM調(diào)制策略可知[9]，單逆變器產(chǎn)生的電壓矢量包括2個零電壓矢量和6個非零基本電壓矢量，其中1(100)，2(110)，3(010)，4(011)，5(001)，6(101)為非零基本電壓矢量，7(000)，8(111)為零電壓矢量。因此雙逆變器可看成兩個單逆變器INV1、2的組合，其電壓矢量的空間分布如圖3所示，其中不帶′則表示逆變器1的空間矢量，帶′則表示逆變器2的空間矢量。

圖3 逆變器1、2單獨產(chǎn)生的空間矢量

采用母線電壓值相等(即Vdc1=Vdc2=Vdc)時，以Va0、Vb0、Vc0表示逆變器INV1的三相橋臂電壓輸出點A、B、C與中性點O之間的電壓，以Va′0′、Vb′0′和Vc′0′表示逆變器INV2三相橋臂電壓輸出點A′、B′、C′與中性點O′之間的電壓，則Va0、Vb0、Vc0、Va′0′、Vb′0′和Vc′0′均可能輸出Vdc/2或-Vdc/2。因此開繞組電機每相繞組的相電壓(記為Vaa′,Vbb′與Vcc′)可表示為

其中，V00′為共模電壓，由于開繞組電機的三相電壓之和為零，即Vaa′+Vbb′+Vcc′=0，并代入式(6)可得：

V00′=(Va0+Vb0+Vb0-Va′0′-Vb′0′-Vc′0′)/3

(7)

若共模電壓V00′為零，則開繞組電機的相電壓Vaa′,Vbb′與Vcc′具有三種可能值：Vdc，0和-Vdc，因此雙逆變器較單逆變器具有更多自由度去選擇逆變器開關(guān)組合形式去實現(xiàn)同一給定輸出電壓。

由于共模電壓V00′幅值與相位相同，其合成電壓矢量為零，并將式(6)代入式(8)簡化可得：

由此可得雙逆變器輸出的全部64個合成電壓矢量分布情況，如圖4所示。在這64 種開關(guān)狀態(tài)組合中，除去重復(fù)的電壓矢量外，共含有19個有效矢量，包括18個有效非零矢量和1個零矢量。

圖4 雙逆變器產(chǎn)生的空間矢量分布

2.2 采用兩象限交替低頻工作的新型雙逆變器SVPWM調(diào)制策略

根據(jù)式(7)可得到雙逆變器64個合成電壓矢量的共模電壓，如表1所示。

表1 雙逆變器不同組合方式產(chǎn)生的共模電壓

由表1可知，雙逆變器存在非零合成電壓矢量53′、35′、15′、51′、13′、31′、46′、64′、24′、42′、26′、62′(對應(yīng)圖4中的合成電壓矢量OH、OS、OJ、OL、ON、OQ)，其共模電壓都為零，并組成中間六邊形HSJLNQ。直接采用OH、OS、OJ、OL、ON、OQ等六個矢量進行調(diào)制，可實現(xiàn)零共模電壓調(diào)制，但該方法只使用了19個有效電壓矢量中的6個，電壓利用率較低。本文采用兩路隔離直流母線電源供電模式的雙逆變器饋電系統(tǒng)，在大六邊形KIGRPM范圍內(nèi)進行調(diào)制，且不存在零序電流回路，避免共模電流導(dǎo)致的諸多弊端。同時采用一種新型雙逆變器SVPWM調(diào)制策略，使得雙逆變器在兩象限內(nèi)交替低頻工作，降低開關(guān)器件的損耗。

其具體調(diào)制方法如下：

如圖5所示，可將最大六邊形調(diào)制區(qū)間分解為扇區(qū)Ⅰ～扇區(qū)Ⅵ六個扇區(qū)，當(dāng)所需電壓矢量落在扇區(qū)Ⅰ時，可將目標(biāo)電壓矢量OV視為電壓矢量OA和電壓矢量AV的合成，即OV=OA+AV。同時將雙逆變器分解為兩個單逆變器INV1、INV2，則電壓矢量OA即為單逆變器INV1所對應(yīng)的基本電壓矢量1(100)，而電壓矢量AV則根據(jù)單逆變器INV2的基本SVPWM調(diào)制策略，通過小六邊形OBHGSF內(nèi)的電壓矢量AH和AG，并利用線性時間組合等效合成，此時逆變器INV1在一個控制周期中，輸出基本電壓的6個功率器件開關(guān)狀態(tài)不變，工作于低頻狀態(tài)，而逆變器INV2工作于高頻調(diào)制狀態(tài)，其輸出電壓分別為低頻電壓矢量與高頻電壓矢量。

圖5 交替低頻工作方式

當(dāng)電壓矢量位于其他扇區(qū)時，如果固定逆變器INV1始終工作在低頻狀態(tài)，逆變器INV2工作在高頻狀態(tài)，即低頻電壓矢量由逆變器INV1輸出，高頻電壓矢量由逆變器INV2輸出，高頻工作的逆變器INV2的功率器件損耗將遠大于低頻工作的逆變器INV1，從而導(dǎo)致12個開關(guān)管的損耗失衡，最終降低雙逆變器的使用壽命。

為此，本文提出采用兩象限交替低頻工作的雙逆變器SVPWM調(diào)制策略，在扇區(qū)Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ中，逆變器INV1低頻工作，而逆變器INV2高頻調(diào)制；在扇區(qū)Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ中，逆變器INV2低頻工作，而逆變器INV1高頻調(diào)制。各逆變器在各扇區(qū)作用如表2所示。

表2 雙逆變器低頻、高頻交替工作方式

如此，在一個周期內(nèi)，兩個逆變器分別低頻工作。而高頻工作的逆變器可借鑒單逆變器SVPWM的編程方法，采用七段式SVPWM方式實現(xiàn)，并合理安排開關(guān)轉(zhuǎn)換順序，使在一個開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)達到最低，可推導(dǎo)得到交替低頻工作方式不同扇區(qū)開關(guān)時序波形如圖6所示。

圖6 交替低頻工作方式不同扇區(qū)開關(guān)時序波形

采用新型雙逆變器SVPWM調(diào)制方法，不僅減小開關(guān)損耗，也平衡雙逆變器12個開關(guān)管的損耗分布，同時可以保證雙逆變器最大調(diào)制電壓，從而提高設(shè)備的效率和工作壽命。

3 控制系統(tǒng)仿真

表3 同步磁阻電機參數(shù)

為了驗證采用新型雙逆變器SVPWM調(diào)制方法的同步磁阻電機矢量控制的動態(tài)響應(yīng)過程，設(shè)置同步磁阻電機轉(zhuǎn)速給定值設(shè)為1000 r/min，電機帶3 Nm負(fù)載起動進入穩(wěn)態(tài)后，在時間t=0.6 s時刻突加負(fù)載至7 Nm。動態(tài)過程轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩以及三相電流如圖7所示。

圖7 負(fù)載轉(zhuǎn)矩突變時的轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩和電流波形

由仿真結(jié)果可以看出，在t=0.6 s時刻改變負(fù)載轉(zhuǎn)矩后，轉(zhuǎn)速抖動在2 r/min以內(nèi)，動態(tài)響應(yīng)時間均約為8 ms，電磁轉(zhuǎn)矩亦迅速跟隨負(fù)載轉(zhuǎn)矩變化，控制系統(tǒng)在負(fù)載突變過程中穩(wěn)定性能良好。

圖8 調(diào)制度m=0.4時，逆變器輸出的A相電壓與共模電壓波形

圖8為采用新型雙逆變器調(diào)制方法，且調(diào)制度m=0.4時的逆變器INV1輸出A相電壓VAO、逆變器INV2輸出A相電壓VA′O′、雙逆變器輸出的相電壓VAA′以及共模電壓VOO′。

從仿真結(jié)果可知，在一個周期中，逆變器INV1的輸出電壓與逆變器INV2的輸出電壓在低頻模式(電壓被鉗位)與高頻模式(輸出PWM調(diào)制信號)中切換，其有效電平只有兩個，而其合成的雙逆變器輸出電壓，其有效電平增加至三個，且在整個周期中輸出PWM調(diào)制信號，不但使輸出電壓正弦度提高，減小輸出電壓諧波分量，從而有效改善電壓的輸出質(zhì)量。而由圖8(c)可知，采用兩象限交替低頻工作雙逆變器SVPWM調(diào)制方法，無法避免共模電壓的形成，因此必須采用兩個相隔離的母線電壓供電，避免產(chǎn)生共模電流。

4 實驗結(jié)果分析

本文以TMS320F2812DSP作為控制核心搭建了開繞組同步磁電機數(shù)字控制實驗平臺，以驗證上述理論分析結(jié)果的準(zhǔn)確性。電機參數(shù)與控制參數(shù)與仿真系統(tǒng)一致。

圖9為調(diào)制度m=0.9時，兩個周期內(nèi)的逆變器INV1輸出的A相上橋臂驅(qū)動信號波形、以及逆變器INV2輸出A′相下橋臂驅(qū)動信號波形，其硬件電路采用低有效模式(即驅(qū)動信號為低電平時，開關(guān)管導(dǎo)通)。可以看出開關(guān)管驅(qū)動信號可以有效地在鉗位模式和高頻模式中切換，符合雙逆變器SVPWM調(diào)制方法的控制規(guī)律。

圖9 調(diào)制度m=0.9時，雙逆變器PWM驅(qū)動信號波形

圖10為不同調(diào)制度m下，電機穩(wěn)定運行時定子繞組A相兩端電壓(相電壓VAA′)波形，即雙逆變器SVPWM輸出相電壓波形，其中縱坐標(biāo)為50 V每格，橫坐標(biāo)為10 ms每格。與圖8所示仿真結(jié)果一致，雙逆變器SVPWM可使輸出電壓正弦度提高，減小電壓諧波分量，從而有效改善電壓的輸出質(zhì)量。

圖10 不同調(diào)制度m下電機相電壓波形

5 結(jié) 語

本文介紹采用雙逆變器供電的開繞組同步磁阻電機矢量控制系統(tǒng)，并詳細介紹了一種新型雙逆變器SVPWM調(diào)制策略，使得雙逆變器兩象限交替低頻工作，逆變器開關(guān)器件的損耗均分，以提高雙逆變器的使用壽命。構(gòu)建了開繞組同步磁阻電機矢量控制系統(tǒng)仿真模型與實驗平臺，實驗與仿真結(jié)果驗證了該方案可行。