王 浩 ，舒 杰 ，吳昌宏 ，張繼元

（1.中國科學(xué)院廣州能源研究所，廣州 510640；2.中國科學(xué)院可再生能源重點實驗室，廣州 510640；3.廣東省新能源與可再生能源研究開發(fā)與應(yīng)用重點實驗室，廣州 510640）

0 前 言

近年來隨著人們對環(huán)境保護(hù)的日益重視，分布式光伏等可再生能源得到迅速發(fā)展。作為各種可再生能源、儲能設(shè)備與微電網(wǎng)母線相連的電力電子接口，三相并/離網(wǎng)逆變器是分布式可再生能源發(fā)電的關(guān)鍵設(shè)備，其性能好壞直接影響發(fā)電系統(tǒng)的性能。在分布式光伏發(fā)電、微電網(wǎng)應(yīng)用等領(lǐng)域，三相逆變器的關(guān)鍵技術(shù)研究已成為重要研究課題[1-6]。

T型三電平三相三橋臂逆變器是常用的微網(wǎng)非隔離型三相并/離網(wǎng)逆變器拓?fù)鋄7]，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 T型三電平三相三橋臂逆變器拓?fù)涫疽鈭DFig.1 Topology diagram of T-type three-level three-phase three-leg inverter

與傳統(tǒng)的隔離型兩電平三相逆變器拓?fù)湎啾?，T型三電平三相三橋臂逆變器具有高功率密度、高效率的優(yōu)勢。但因其在輸出側(cè)未采用工頻變壓器進(jìn)行電氣隔離，也帶來中線電流不易控制、輸出電流/電壓總諧波畸變（total harmonic distortion,THD）較高等問題[8-10]。

現(xiàn)有的三電平三相三橋臂逆變器控制方法主要包括基于靜止坐標(biāo)系的瞬時電流控制和基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的矢量控制[10-15]?；陟o止坐標(biāo)系的瞬時電流控制采用每相獨立控制，不存在因三電平三相三橋臂逆變器橋臂間控制量的耦合導(dǎo)致的中線電流不易控、輸出電流/電壓 THD增大的問題，對微網(wǎng)缺相故障容錯度高，但控制精度低、動態(tài)響應(yīng)速度慢?；谛D(zhuǎn)坐標(biāo)系的矢量控制采用三相協(xié)調(diào)控制，三相信號經(jīng)坐標(biāo)變換后可實現(xiàn)無差控制，控制精度高、動態(tài)響應(yīng)速度快，但因三電平三相三橋臂逆變器橋臂間控制量的耦合，導(dǎo)致中線電流不易控、輸出電流/電壓 THD較高，同時在微網(wǎng)缺相故障時逆變器無法正常工作。

為彌補(bǔ)上述兩種控制方法的不足，近年來已有相關(guān)文獻(xiàn)[4,8-9,16-19]提出了改良方法。文獻(xiàn)[16-17]對瞬時電流控制方法的控制精度和響應(yīng)速度進(jìn)行了改良，其中文獻(xiàn)[16]提出在單閉環(huán)瞬時電流控制中采用重復(fù)控制器獲得更高的低頻諧波增益和良好電網(wǎng)阻抗魯棒性并抑制并網(wǎng)電流諧波，該方法穩(wěn)態(tài)精度高，但存在控制器參數(shù)設(shè)計難度高和周期性延遲問題；文獻(xiàn)[17]提出在并聯(lián)型有源濾波器瞬時電流環(huán)控制中引入比例-多諧振控制器抑制電流諧波，該方法對特定頻率的快速無凈差跟蹤效果好，但存在調(diào)節(jié)帶寬窄和頻率偏移時控制效果惡化的問題。文獻(xiàn)[18-19]對基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的矢量控制的電流THD抑制效果進(jìn)行了改良，其中文獻(xiàn)[18]通過引入虛擬諧波阻抗環(huán)使逆變器輸出阻抗特性總體上表現(xiàn)為阻性，該方法有效地抑制輸出波形在傳輸線路上的諧振失真，但存在各次諧波提取計算量大和不適用于電網(wǎng)缺相故障的問題；文獻(xiàn)[19]提出逆變器電壓電流內(nèi)環(huán)采用基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的比例積分與諧振混合控制器，通過減少網(wǎng)側(cè)與逆變器輸出端諧波電壓誤差的方法降低系統(tǒng)并網(wǎng)電流的諧波含量，但存在不適用于電網(wǎng)缺相故障的問題。綜上，瞬時電流控制存在控制精度低、動態(tài)響應(yīng)慢的問題，矢量控制存在中線電流不易控、輸出電流THD高和不適用于電網(wǎng)缺相故障的問題。相關(guān)文獻(xiàn)提出的改良控制方法雖可改善控制效果，但增加了控制的復(fù)雜度和計算量，且不能全面地解決控制方法的不足。

本文結(jié)合瞬時電流控制和矢量控制的優(yōu)點，在基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的矢量控制中引入基于一階慣性環(huán)節(jié)的虛擬三相算法，逆變器的每相采樣電壓/電流均構(gòu)造成虛擬的三相對稱矢量再進(jìn)行矢量控制，從而同時實現(xiàn)三相控制量的獨立控制和矢量控制，達(dá)到并/離網(wǎng)時輸出電流/電壓的精確控制、快速響應(yīng)、低THD，并可在微網(wǎng)缺相故障正常工作。本文涉及的T型三電平三相三橋臂逆變器用于蓄電池儲能系統(tǒng)應(yīng)用領(lǐng)域，蓄電池組與逆變器的連接方式為上下電池組分別通過雙向晶閘管與逆變器直流側(cè)上下電容器并聯(lián)。

為驗證所提控制方法的可行性，本文基于MATLAB/SIMULINK數(shù)字仿真軟件，對所提控制方法在T型三電平三相三橋臂逆變器的應(yīng)用效果進(jìn)行仿真試驗驗證。

1 基于虛擬三相算法矢量控制原理

1.1 虛擬三相算法

虛擬三相算法的本質(zhì)是單相的采樣信號通過移相的方式構(gòu)造出對稱的三相信號，以實現(xiàn)每一相控制均可獨立地采用基于dq變換的矢量控制。通常應(yīng)用在電壓暫升/暫降監(jiān)測、單相電路的數(shù)字鎖相等場合。本文所采用的虛擬三相算法如圖2所示。圖2以逆變器A相輸出電壓采樣值構(gòu)造虛擬三相矢量[20]，B相與C相同理類推，電流采樣信號的虛擬三相矢量變換同理。圖2中，voA為逆變器A相輸出電壓，voA(A)、voB(A)和voC(A)分別為虛擬三相算法構(gòu)造的abc靜止坐標(biāo)系下的虛擬三相電壓，vod(A)和voq(A)分別為dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的虛擬三相矢量。

圖2 虛擬三相算法示意圖[20]Fig.2 Diagram of virtual three-phase algorithm[20]

voA(A)、voB(A)和voC(A)由式（1）獲得：

式中，F(xiàn)delay60(s)為延遲60o環(huán)節(jié)輸入與輸出的傳遞函數(shù)，通過一階慣性環(huán)節(jié)實現(xiàn)：

式中：Uo為輸出響應(yīng)；Ui為輸入激勵；，f為電網(wǎng)電壓頻率。

vod(A)和voq(A)由式（3）獲得：

其中，Cabc/dq為abc坐標(biāo)系變換至dq坐標(biāo)系的變換矩陣，如式（4）所示：

式中，ω為電網(wǎng)電壓角頻率，t為時間。

1.2 控制原理

式中，fk為k次諧波頻率。

由式（5）可得各次諧波信號通過60o延遲環(huán)節(jié)所對應(yīng)的延遲相位角度如表1所示。

表1 各次諧波信號相位延遲角度Table 1 Phase delay angle of each harmonic signal

由表1可知，除基波（1次諧波）外，其他各次諧波信號通過60o遲環(huán)節(jié)所對應(yīng)的延遲相位角度均非60o，根據(jù)1.1小節(jié)所述虛擬三相信號構(gòu)造方法，除基波外，各次諧波信號在虛擬三相信號中不對稱。由dq變換性質(zhì)可知，不對稱信號和各次諧波信號經(jīng)dq變換后為非直流量，表現(xiàn)為高（或低）一次的諧波信號，即使在矢量控制中采用傳統(tǒng)的比例積分（proportional-integral,PI）控制器，該類諧波信號也將得到較大的抑制。

本文在構(gòu)造三組虛擬三相矢量后，采用傳統(tǒng)矢量控制方法，對每一組虛擬三相矢量分別控制。由前文可知，三相虛擬信號的構(gòu)造方法使各次諧波的虛擬三相信號不對稱，在矢量控制中得到較大的抑制。與此同時，每一組虛擬三相矢量分別控制也解耦了傳統(tǒng)三相矢量控制（非虛擬三相算法）在三相四線制三相信號對中線電流的影響，解決了傳統(tǒng)三相矢量控制時中線電流不易控、控制器調(diào)節(jié)參數(shù)困難以及不適用于缺相故障時的問題。

2 控制方法

為實現(xiàn)逆變器低輸出電流/電壓THD的并/離網(wǎng)控制和并/離網(wǎng)模式的快速切換，本文提出基于虛擬三相算法的三相逆變器矢量控制方法，其示意圖如圖3所示。

圖3 控制方法示意圖Fig.3 Diagram of control strategy

圖3中，控制方法示意圖含6個模塊：虛擬三相、數(shù)字鎖相、并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)、并/離網(wǎng)切換策略、電壓前饋控制和正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation,SPWM）。虛擬三相模塊負(fù)責(zé)將逆變器控制需用到的每相電壓/電流采樣值分別轉(zhuǎn)換為該采樣信號對應(yīng)的虛擬三相矢量，該模塊需接收數(shù)字鎖相模塊提供的每相相位；數(shù)字鎖相模塊接收由虛擬三相模塊輸出的每相電網(wǎng)電壓虛擬三相矢量，數(shù)字鎖相后提供每相相位給虛擬三相模塊和并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊；并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊通過輸出控制信號到SPWM調(diào)制模塊實現(xiàn)逆變器的并網(wǎng)控制和離網(wǎng)控制；并/離網(wǎng)切換策略模塊決定逆變器的工作模式，并輸出模式切換控制指令到并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊；電網(wǎng)電壓前饋控制實現(xiàn)逆變器對電網(wǎng)電壓變化的快速響應(yīng)，同時減輕其他控制環(huán)的調(diào)節(jié)壓力；SPWM調(diào)制模塊匯總各模塊所得控制指令并得到總控制指令，該指令經(jīng)SPWM調(diào)試得到逆變器的PWM控制信號。

2.1 虛擬三相

虛擬三相模塊通過采用第1.1節(jié)所述虛擬三相算法對控制方法所需用到的每相電壓/電流采樣值分別轉(zhuǎn)換為該采樣信號對應(yīng)的虛擬三相矢量，該模塊A相的控制框圖如圖4所示，B相和C相控制框圖結(jié)構(gòu)相同，同理可得。其中，vgA為A相電網(wǎng)電壓采樣值；ωt(A)為A相電網(wǎng)電壓數(shù)字鎖相所得的相位；vgd(A)、vgq(A)分別為A相電網(wǎng)電壓的虛擬三相矢量；iLA為A相電感電流采樣值，ild(A)、ilq(A)分別為A相電感電流的虛擬三相矢量；voA為逆變器A相輸出電壓采樣值；vod(A)、voq(A)分別為A相逆變器輸出電壓的虛擬三相矢量；icA為A相輸出電容電流采樣值；icd(A)、icq(A)分別為A相輸出電容電流的虛擬三相矢量。

圖4 虛擬三相模塊控制框圖（A相）Fig.4 Control diagram of virtual three-phase module (phase A)

2.2 數(shù)字鎖相

基于dq矢量變換進(jìn)行數(shù)字鎖相，思路是ωt作為被控制變量，通過對采用的三相電網(wǎng)電壓進(jìn)行dq矢量變換，所得的q軸分量通過閉環(huán)控制被控制為零，以實現(xiàn)ωt鎖定電網(wǎng)電壓相位。

數(shù)字鎖相模塊基于虛擬三相模塊計算所得的每相電網(wǎng)電壓虛擬三相矢量，對A、B、C相分別進(jìn)行數(shù)字鎖相，其A相控制框圖如圖5所示，B相和C相控制框圖結(jié)構(gòu)相同，同理可得。

圖5 數(shù)字鎖相環(huán)模塊控制框圖（A相）Fig.5 Control diagram of digital PLL module (phase A)

2.3 并/離網(wǎng)控制

并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊實現(xiàn)逆變器的并網(wǎng)時可調(diào)度電流源型并網(wǎng)控制和離網(wǎng)時電壓源型獨立組網(wǎng)控制，其A相控制框圖如圖6所示，B相和C相控制框圖結(jié)構(gòu)相同，同理可得。

圖6 A相并網(wǎng)控制（a）和離網(wǎng)控制（b）環(huán)節(jié)模塊控制框圖Fig.6 Control diagram of grid-connected mode (a) and islanded mode (b) for phase A

圖6a中，ildref和ilqref分別為電感電流在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的指令值，vdregI(A)、vqregI(A)分別為A相的電感電流環(huán)輸出信號，vregI(A)為A相并網(wǎng)控制環(huán)節(jié)輸出的控制信號。

并網(wǎng)控制采用三個單相電感電流環(huán)對每相電感電流的虛擬三相矢量進(jìn)行單環(huán)控制，每相電感電流環(huán)dq坐標(biāo)系下的輸出指令經(jīng)dq/abc變換后單選abc坐標(biāo)系下A相輸出指令，共同組成最終并網(wǎng)控制輸出的三相指令信號。

圖6b中，vodref和voqref分別為電感電流在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的指令值，icdref(A)、icqref(A)分別為A相的輸出電壓環(huán)輸出信號，vdregV(A)、vqregV(A)分別為A相的電容電流環(huán)輸出信號，vregV(A)為A相離網(wǎng)控制時輸出的控制信號。

離網(wǎng)控制采用三個單相輸出電壓環(huán)和電容電流環(huán)對每相輸出電壓和電容電流的虛擬三相矢量進(jìn)行雙環(huán)控制，每相的輸出電壓環(huán)輸出信號作為每相電容電流環(huán)的指令信號，每相電容電流環(huán)dq坐標(biāo)系下的輸出指令經(jīng)dq/abc變換后單選abc坐標(biāo)系下的A相輸出指令，共同組成最終并網(wǎng)控制輸出的三相指令信號。

基于虛擬三相算法的矢量控制與傳統(tǒng)的三相矢量控制的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計方法相同，在實際樣機(jī)開發(fā)中可采用相同的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)。

2.4 并/離網(wǎng)切換策略

并/離網(wǎng)切換策略模塊決定逆變器的工作模式，并輸出模式切換控制指令到并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊，控制框圖如圖7。

圖7a中，逆變器處于離網(wǎng)模式時，當(dāng)接收到微網(wǎng)調(diào)度系統(tǒng)發(fā)出的并網(wǎng)指令，逆變器檢測電網(wǎng)電壓頻率及幅值，當(dāng)電網(wǎng)電壓正常時，根據(jù)電網(wǎng)電壓調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓幅值和相位以符合并網(wǎng)條件，閉合逆變器并網(wǎng)開關(guān)并發(fā)送模式切換指令到并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊，切換為并網(wǎng)控制。

圖7b中，逆變器處于并網(wǎng)模式時，當(dāng)接收到微網(wǎng)調(diào)度系統(tǒng)發(fā)出的離網(wǎng)指令，逆變器將并網(wǎng)功率降為0，斷開逆變器并網(wǎng)開關(guān)并發(fā)送模式切換指令到并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊，切換為離網(wǎng)控制；當(dāng)逆變器檢測到孤島時，即刻斷開逆變器并網(wǎng)開關(guān)并發(fā)送模式切換指令，切換為離網(wǎng)控制。

圖7 并/離網(wǎng)切換策略模塊控制框圖：（a）離網(wǎng)切并網(wǎng)；（b）并網(wǎng)切離網(wǎng)Fig.7 Control diagram of grid-connected/islanded mode switch strategy: (a) islanded mode to grid-connected mode;(b) gridconnected mode to islanded mode

2.5 電網(wǎng)電壓前饋控制

電網(wǎng)電壓前饋控制的控制框圖如圖8所示。圖中vgAf、vgBf、vgCf分別為vgA、vgB、vgC經(jīng)低通濾波（low-pass filter,LPF）后的信號。

圖8 電網(wǎng)電壓前饋控制框圖Fig.8 Diagram of grid voltage feedforward control

三相電網(wǎng)電壓采樣信號vgA、vgB、vgC經(jīng)低通濾波后得到vgAf、vgBf、vgCf作為電網(wǎng)電壓前饋控制信號。電網(wǎng)電壓前饋控制可實現(xiàn)逆變器對電網(wǎng)電壓變化的快速響應(yīng)，同時減輕其他控制環(huán)調(diào)節(jié)壓力。

2.6 SPWM 調(diào)制

SPWM調(diào)制框圖如圖9所示。圖中vAreg、vBreg、vCreg分別為三相的總控制信號。

圖9 SPWM調(diào)制框圖Fig.9 Diagram of SPWM regulation

由并/離網(wǎng)控制環(huán)節(jié)模塊輸出的控制指令和電網(wǎng)電壓前饋控制的三相控制信號分別相加得到三相的總控制信號vAreg、vBreg、vCreg，三相總控制信號進(jìn)行脈寬調(diào)制（pulse width modulation,PWM）得到逆變器三相橋臂各開關(guān)器件的PWM控制信號。

3 仿真驗證

為驗證所提出的補(bǔ)償系統(tǒng)及控制策略的準(zhǔn)確性，設(shè)計了采用如圖1所示拓?fù)潆娐返腡型三電平三相三橋臂逆變器，額定功率 50kW，輸出電感1.2 mH，輸出電容40 μF?；谠摻Y(jié)構(gòu)電路和本文所提的控制方法，在 MATLAB/SIMULINK數(shù)字仿真軟件下開展暫態(tài)電磁仿真試驗。

3.1 離網(wǎng)運行

圖10為三相逆變器離網(wǎng)模式下的輸出電壓和輸出電流波形，工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，帶阻性滿載（50 kW）。由圖10可知輸出電壓得到了很好的調(diào)節(jié)，輸出電壓THD小于1.5%，可見逆變器采用本文所提的控制方法時在離網(wǎng)模式下的輸出電壓THD明顯比采用瞬時電流控制或傳統(tǒng)矢量控制方法降低。

圖10 逆變器輸出電壓（a）和輸出電壓THD（b）Fig.10 Output voltage (a) and THD of output voltage (b) for the inverter

3.2 并網(wǎng)運行

圖11為三相逆變器并網(wǎng)模式下的電網(wǎng)電壓和輸出電流波形，工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，并網(wǎng)輸出功率50 kW。

由圖11可知輸出電流得到很好的調(diào)節(jié)，輸出電流跟隨電網(wǎng)電壓相位，其THD小于3%，可見逆變器采用本文所提的控制方法時在并網(wǎng)模式下的輸出電流THD明顯比采用瞬時電流控制或傳統(tǒng)矢量控制方法降低。

圖11 逆變器輸出電流（a）和輸出電流THD（b）Fig.11 Output current (a) and THD of output current (b) for the inverter

3.3 并網(wǎng)缺相運行

圖12為三相逆變器并網(wǎng)模式下的電網(wǎng)電壓和輸出電流波形。工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，并網(wǎng)輸出功率50 kW，在0.12 s時刻A相開路。

由圖12可知A相缺相后逆變器的A相暫停工作，但B、C兩相仍然正常工作，兩相的輸出電流仍得到很好的調(diào)節(jié)，可見逆變器采用本文所提的控制方法具備了缺相故障容錯性，明顯比采用瞬時電流控制或傳統(tǒng)矢量控制方法提高了逆變器的可靠性。

圖12 電網(wǎng)電壓（a）和逆變器輸出電流（b）Fig.12 Grid voltage (a) and output current of inverter (b)

4 實驗驗證

為驗證本文所提出的補(bǔ)償系統(tǒng)及控制策略的準(zhǔn)確性，開發(fā)了T型三電平三相三橋臂逆變器樣機(jī)，額定功率 50 kW，輸出電感 1.2 mH，輸出電容 40 μF，基于 DSP（TMS320F28335）控制，開關(guān)頻率為 10 kHz。樣機(jī)如圖13所示。實驗中采用Fluke 430-II三相電能質(zhì)量分析儀記錄波形。

圖13 T型三電平逆變器樣機(jī)Fig.13 Prototype of T-type three-level inverter

4.1 離網(wǎng)運行

圖14為三相逆變器離網(wǎng)模式下的輸出電壓，工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，帶阻性負(fù)載（33 kW）。

圖14 （a）逆變器輸出電壓；（b）逆變器輸出電壓THDFig.14 (a) Output voltage of inverter;(b) THD of inverter output voltage

由圖14可知輸出電壓/電流得到很好的調(diào)節(jié)，輸出電壓THD為2.7%，可見本文所提的控制方法可有效降低離網(wǎng)時輸出電壓THD。

4.2 并網(wǎng)運行

圖15為三相逆變器并網(wǎng)模式下的電網(wǎng)電壓和輸出電流波形，工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，并網(wǎng)輸出功率33 kW。

由圖15可知輸出電流得到很好的調(diào)節(jié)，輸出電流跟隨電網(wǎng)電壓相位，其THD為5%，可見本文所提的控制方法可有效降低并網(wǎng)時的輸出電流THD。

圖15 （a）逆變器輸出電流；（b）逆變器輸出電流THDFig.15 (a) Output current of inverter;(b) THD of inverter output current

4.3 并網(wǎng)缺相運行

圖16為三相逆變器并網(wǎng)模式下逆變器輸出電流波形。工況為直流側(cè)接入兩個串接的400 V蓄電池，A相和B相分別輸出功率11 kW，C相開路。

圖16 逆變器輸出電流Fig.16 Output current of inverter

由圖16可知C相缺相后逆變器的C相暫停工作，但A、B兩相仍然正常工作，兩相的輸出電流仍得到很好的調(diào)節(jié)，可見基于本文所提的控制方法，逆變器具備缺相故障的容錯性。

5 結(jié) 論

本文針對現(xiàn)有非隔離型三電平三相三橋臂微網(wǎng)逆變器采用傳統(tǒng)矢量控制時因中線電流不易控制導(dǎo)致的并網(wǎng)電流/離網(wǎng)電壓 THD較高、微網(wǎng)缺相故障時逆變器不能正常工作的問題，在傳統(tǒng)矢量控制中引入虛擬三相控制算法，使逆變器的每相控制量分別實現(xiàn)獨立矢量控制?；贛ATLAB/SIMULINK下的仿真試驗結(jié)果展示了本文所提控制方法的實際效果，證明了該控制方法的可行性。本文的控制方法可實現(xiàn)較小的并網(wǎng)電流/離網(wǎng)電壓THD，在微網(wǎng)缺相故障時逆變器也可正常工作，提高了逆變器的容錯性。