王曉光

(中國電子科技集團(tuán)公司第十研究所，四川 成都 610036)

0 引言

抗干擾接收機(jī)基于陣列天線自適應(yīng)形成動態(tài)的方向圖，對干擾信號形成零陷進(jìn)行對消，對信號來向具有一定的增益，以達(dá)到抗干擾的接收能力。劉漢超、梁昊等人對抗干擾算法進(jìn)行了研究，給出了設(shè)計的一般原則和方法[1-6]；西安電子科技大學(xué)康樂設(shè)計了一種增益65 dB的接收通道，實現(xiàn)了一定的抗干擾能力[7]；狄旻珉、張爾揚設(shè)計了一種GPS抗干擾接收機(jī)[8-11]；湯先鵬等人對前端電路的線性度設(shè)計方式進(jìn)行了分析[12]，陳建軍設(shè)計了一種數(shù)控自動增益控制(AGC)的通道，減輕了對ADC的動態(tài)范圍要求[13]，武漢大學(xué)李彥迪等人對GPS/Galileo雙模進(jìn)行了研究[14]，Wu Y，Wang B，Liu K J R等人在干擾自消上做了新的探索[15-18]，這些文獻(xiàn)對抗干擾接收機(jī)設(shè)計從多個方面開展了研究，但針對接收前端指標(biāo)設(shè)計方法需要更進(jìn)一步的深入。本文在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步針對BDII(帶寬2.046 MHz)和GPS(帶寬2.046 MHz)信道復(fù)用、提高線性度和減小功耗以及降低組合頻率干擾幾個方面進(jìn)行了新設(shè)計。

1 天線陣元形式

天線采用了均勻4陣圓形陣列，采用球面坐標(biāo)系表示入射波的波達(dá)方向(DOA)，坐標(biāo)系的原點O在陣列中心，方向矢量a(θ，φ)是關(guān)于(θ，φ)的陣列響應(yīng)，可表示為：

(1)

對于干擾信號數(shù)量k的分辨能力，陣元數(shù)M應(yīng)滿足：

M≥k+1。

(2)

式(2)的4元陣最多能抗3個不相關(guān)干擾。理想的通道電性能完全一致，實際在實現(xiàn)時存在一定的時延和增益相對誤差，各通道不完全一致，為此中頻輸出信號可表示為：

(3)

式中，sp(t)分別是同一個信號入射到不同陣元形成的，信號具有相關(guān)性，而nm(t)復(fù)高斯白噪聲。記

S(t)=[s1(t)，s2(t)，s3(t)，s4(t)]，

(4)

N(t)=[n1(t)，n2(t)，n3(t)，n4(t)]。

(5)

則對干擾來向的估計歸結(jié)為求解矩陣：

X(t)=AS(t-τi)+N(t)，

(6)

式中，A為導(dǎo)向矢量矩陣，包含了信號以及干擾的來向信息，考慮到接收通道的幅度相位失真，設(shè)通道i(i=1，2，3，4)的幅度及時延響應(yīng)分別為(Ai，τi)，式(2)修正為：

X(t)=AAiS(t-τi)+N(t)。

(7)

由式(7)可知，幅度以及時延的不一致性，將帶來信號及干擾來向計算的誤差，影響到對干擾零陷的深度及信號來向的增益。因此抗干擾4通道接收機(jī)通道間的匹配程度是影響接收機(jī)抗干擾性能的關(guān)鍵指標(biāo)。

2 抗干擾接收機(jī)的基本組成及原理

抗干擾接收機(jī)主要由4陣元雙頻點無源天線、4路低噪聲放大器、4路下變頻和中放通道、共用本振和采樣鐘模塊、主備電源切換電路以及晶振切換電路等功能模塊組成，如圖1所示。

圖1 雙?？垢蓴_信道原理

3 有源天線設(shè)計

針對存在BDII/GPS雙系統(tǒng)的情況，采用獨立的硬件通道會大幅增加功耗，考慮到2個頻點間隔300 MHz，設(shè)計了一種有源器件復(fù)用的低噪聲放大器(LNA)通道，通過無源的三端口濾波器實現(xiàn)對信號的區(qū)分和隔離設(shè)計，仿真優(yōu)化得到的元件需要根據(jù)器件標(biāo)稱值來折中實現(xiàn)，LNA有源電路選用2級ATF54143放大器級聯(lián)設(shè)計，該器件呈寬帶幅頻特性，設(shè)計為30 dB增益；通帶特性主要由無源電路實現(xiàn)，無源三端口濾波器電路原理圖、仿真及實際測量結(jié)果如圖2和圖3所示。

圖2 三端口LNA仿真原理

圖3 三端口濾波器仿真及測試結(jié)果對比

4 通道設(shè)計

接收通道將低噪聲放大器輸出的信號分別進(jìn)行下變頻、濾波及適當(dāng)?shù)姆糯笠赃m應(yīng)ADC的動態(tài)范圍，同時提供足夠高的線性度以減小失真。通道增益的下限應(yīng)保證中頻信號被ADC量化至少有1 bit有效位，通道增益的上限應(yīng)保證最強的干擾信號被ADC量化同時有一定的功率回退，以免超過ADC量程而使采樣數(shù)據(jù)無效。GPS導(dǎo)航信號采用了BPSK調(diào)制及擴(kuò)頻體制，到達(dá)地面的強度的最低規(guī)范值C/A碼為-130 dBm，BDII信號功率與此相當(dāng)，BDII在通帶內(nèi)的噪聲功率為-104 dBm，GPS在通帶內(nèi)的噪聲功率為-111 dBm，通帶內(nèi)高斯白噪聲功率超過了信號功率，于是ADC量化到的是帶內(nèi)的熱噪聲功率。經(jīng)過通道的線性放大后被ADC采樣量化，因此要求通道增益的上限為：

Gmax=ADCFS-J/S-(-160+30)。

(8)

對于具有90 dB干信比(J/S)要求的4陣列抗干擾天線，天線端接收的最強信號是帶內(nèi)的干擾信號，高于信號90 dB，同時對于ADC的動態(tài)的要求為90 dB-(max(-104 dBm，-111 dBm)+130 dBm)即74 dB，ADC采樣的1 bit對應(yīng)6.02 dB，則選擇有效位數(shù)在12 bit以上的ADC即可滿足要求，而最小增益取決于現(xiàn)有ADC能量化的最小信號，選擇有較高有效位數(shù)的ADC，有效位數(shù)越高其噪底越低，對小信號的分辨率越高，理論上通道的增益可以適當(dāng)降低，但增益較低的通道對ADC噪聲貢獻(xiàn)的壓制作用減小，不利于包含ADC的整個接收通道噪聲系數(shù)的改善，因此通道的增益取允許增益的上限。以典型的ADC滿量程2 V-Vpp計算，中頻輸入阻抗200 Ω，則ADCFS=4 dBm，于是Gmax=44 dB，考慮預(yù)留一定功率回退，將通道增益設(shè)計為40 dB。

增益分配及線性度分析：增益設(shè)計的分配原則，應(yīng)同時考慮通道有盡可能高的線性度，同時有盡可能低的噪聲系數(shù)。通道總增益設(shè)計為40 dB，按照信號的放大鏈路方向，分別是低噪聲放大器(LNA)，通常設(shè)計為30 dB左右，那么下變頻通道的凈增益約為10 dB，考慮到下變頻通道各級電路之間的匹配損耗2 dB，則通道增益不大于12 dB。根據(jù)電路級聯(lián)的噪聲系數(shù)(NF)公式及線性度公式：

(9)

(10)

即總的噪聲系數(shù)主要由前級決定，這是因為前級信號非常微弱相對于噪聲比較敏感，而總的線性度主要由后級決定，這是因為隨著信號被逐級放大，后級器件的對信號失真貢獻(xiàn)越大，要求后級電路有較高的輸出三階截點(OIP3)。綜合考慮以上因素，通道由預(yù)選濾波器、混頻單元和中放單元構(gòu)成，級與級之間通過阻抗匹配改善駐波(VSWR)，通道原理框圖如圖4所示。

圖4 BDII/GPS通道原理

預(yù)選濾波器需在較低的差損和較高的選擇性之間平衡，射頻聲表濾波器(SAW)能夠同時滿足這2個要求，針對BDII和GPS選擇了SF2186及B4060，其差損和矩形系數(shù)滿足系統(tǒng)的使用要求?；祛l單元有2種方案：① 采用具有較高線性度，類似于MAX2682這類對本振電平要求較低(≥-10 dBm)有源混頻器；② 采用類似ADE-1L這類高線性度，帶插入損耗，對本振電平要求較高(≥0 dBm)的無源混頻器。2種方案通過MAX2682在其后級增加衰減以達(dá)到和ADE-1L加后級中放相同的凈增益，由于混頻器之前信號通過30 dB增益LNA放大后，對混頻器的NF不敏感，選取的原則是線性度優(yōu)先級最高，其次是噪聲系數(shù)，最后是功耗。通過仿真比較2種方案的參數(shù)，如表1所示。

表1 有源混頻與無源混頻方案對比

主要電性能參數(shù)靜增益Gain/dB線性度OIP3/dB噪聲系數(shù)NF/dBMAX2682+6 dB衰減2293.2ADE-1L+10 dB放大2377

由表1可知，無源相對有源混頻器線性度高而噪聲系數(shù)差，因此通道的設(shè)計應(yīng)選擇線性度較高的無源混頻器ADE-L方案，差損通過下一級的10 dB增益的中頻放大器進(jìn)行補償。

中放前選擇了LC中頻濾波器，一方面是為了濾除混頻后的帶外干擾，另一方面是為了減小差損，由于BDII以及GPS導(dǎo)航信號都采用了BPSK的調(diào)制方式，其帶內(nèi)能量主要集中在載波附近；為了提高選擇性，可以將LC濾波器的帶寬設(shè)計得略小于信息帶寬(BDII為20.46 MHz)，另一方面，帶寬變窄又會使得通帶內(nèi)的相位波動加大，導(dǎo)致4個通道之間不一致性變大，影響了調(diào)零的深度。綜合考慮選擇BDII中頻濾波器帶寬為18 MHz，GPS為2.5 MHz。為滿足通道凈增益為10 dB的要求，選擇了20 dB左右增益的高線性度中放AD8352，中放輸出阻抗為200 Ω，通過阻抗匹配電路接入有效位為12.5 bit高性能AD9269。

5 頻率流程及本振設(shè)計

多通道接收機(jī)的總功耗較大，電磁環(huán)境復(fù)雜，為了降低功耗和減小濾波器的使用種類，雙系統(tǒng)接收機(jī)需要進(jìn)一步考慮不同系統(tǒng)之間的串?dāng)_，為此選擇通道采用了一次變頻，大大減少了整機(jī)內(nèi)的頻率種類和組合干擾產(chǎn)物，將中頻統(tǒng)一到相近的頻率，可以選用相同的中頻放大器，降低中頻濾波器設(shè)計難度。整機(jī)中存在的頻率有參考源fref，一般選擇10 MHz或者20 MHz，以與頻率合成器的輸入頻率范圍相適應(yīng)，BDII本振LOB，GPS本振LOG，采樣鐘fclk，則在系統(tǒng)內(nèi)產(chǎn)生的組合頻率為：

n1fref±n2LOB±n3LOG±n4fclk。

(11)

頻率選取原則上應(yīng)滿足：

(12)

依據(jù)理論計算式(12)有多組解，采樣鐘頻率fclk范圍以50～65 MHz為宜，考慮到本振的輸出上升沿較為陡峭，導(dǎo)致輸出諧波衰減較慢，選擇相應(yīng)的本振頻率LOB≥20fclk，LOB≥20fclk，進(jìn)一步考慮到統(tǒng)一中頻，及對GLONASS系統(tǒng)的組合頻率的電磁兼容性，最終分別選定為62，1 220，1 530 MHz，這樣將雙系統(tǒng)中頻中心頻率統(tǒng)一到46 MHz附近，減小不同通道之間的組合頻率雜散，提高了BDII及GPS通道之間的電磁兼容性。

6 采樣鐘降噪設(shè)計

采樣鐘對中頻的采樣，等效為對中頻的下變頻，以及ADC頻率響應(yīng)范圍內(nèi)按照奈奎斯特帶寬的頻譜折疊，折疊效應(yīng)如圖5所示。

圖5 中頻及采樣鐘頻譜折疊效果

62 MHz采樣鐘的相位噪聲在對中頻采樣時，按照上述方式折疊到通帶內(nèi)，產(chǎn)生了噪聲的積分累計，其中產(chǎn)生影響的帶寬為ADC采樣帶寬，為了提高采樣信號的信噪比，通過先對采樣中進(jìn)行線性放大，再經(jīng)過30 kHz窄帶晶體濾波器衰減帶外相位噪聲至熱噪聲的水平，降低了原始采樣鐘的遠(yuǎn)端相噪；通過該電路的設(shè)計，將近端相噪從-135 dBc@1 MHz提高至-141 dBc@1 MHz。

7 主備電源及晶振切換

接收機(jī)設(shè)計成在內(nèi)部和外部電源同時輸入時，以及內(nèi)部電源或信號處理硬件故障時可正常工作，為此設(shè)計了電源切換電路，切換功能電路如圖6所示。

圖6 電源切換電路原理

N1選型為NC7SZ11P6X邏輯電路，對接收機(jī)內(nèi)的電源情況綜合后給出切換信號，接收機(jī)內(nèi)同時設(shè)計了晶振切換電路，在檢測到外部高穩(wěn)定度晶振輸入時，自動切換到外部晶振，其主要原理為對外部參考輸入進(jìn)行檢波，當(dāng)超過一定的門限時，通過內(nèi)部邏輯電路結(jié)合射頻開關(guān)，將晶振輸入從內(nèi)部切換到外部，以輸出相位噪聲指標(biāo)相對較高的本振和采樣鐘信號。

8 電磁兼容設(shè)計

通道之間的隔離度是干擾對消的關(guān)鍵指標(biāo)，同時有源信道包含2個系統(tǒng)多個頻點，為此針對每個通道設(shè)計了獨立的屏蔽腔，將通道間的隔離度提高至相鄰?fù)ǖ?5 dB以上，相距較遠(yuǎn)的通道隔離度大于75 dB。接收通道LNA增益30 dB，變頻通道12 dB，由于前級增益較高容易引起放大器自激，為此設(shè)計成LNA單獨分腔，通過屏蔽隔條開小孔的方式耦合；通過對電源的仔細(xì)設(shè)計，防止雜散通過電源線傳導(dǎo)耦合形成信號的正反饋，在印制板中電源層進(jìn)行了整層單獨設(shè)計，上下層設(shè)計成GND層以去耦，提高了電路的電磁兼容性，BDII/GPS雙模接收機(jī)設(shè)計實現(xiàn)如圖7。

9 系統(tǒng)測試與分析

通過整機(jī)抗干擾測試驗證，測試結(jié)果與設(shè)計指標(biāo)對比如表2所示。

表2 設(shè)計指標(biāo)與實測指標(biāo)對比

測試項目設(shè)計指標(biāo)實測指標(biāo)通道增益Gain/dB4242輸入駐波VSWR2.01.36線性度OIP3/dBm2829.3噪聲系數(shù)NF/dB3.53.2功耗/ W64.37抗干擾能力(單音干擾)/dB9092抗干擾能力(單寬帶)/dB8087抗干擾能力(三干擾)/dB7081

10 結(jié)束語

通過設(shè)計雙通道LNA，結(jié)合獨立的變頻通道，在同一個射頻輸入通道內(nèi)實現(xiàn)了BDII/GPS的放大和下變頻，將主要的有源器件減少了40%，通道采用了無源混頻器結(jié)合放大器的通道電路形式，提高通道的線性度的同時降低了通道的功耗，也減小了由于強本振信號產(chǎn)生的雜散信號；合理的頻率規(guī)劃減少了組合干擾，通道實現(xiàn)了優(yōu)良的幅相一致性和較高的隔離度。相比已有的抗干擾前端，在解決功耗和線性度的矛盾方面提供了參考，提升了整機(jī)的綜合性能。該接收機(jī)功耗較低，線性度較高，實現(xiàn)了實際抗干擾能力單音干擾90 dB，單寬干擾87 dB，三干擾80 dB以上。通過小批量試制，系統(tǒng)工作穩(wěn)定，具有較好的應(yīng)用前景。