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(上海航天電子技術研究所，上海 201109)

0 引言

隨著以立方星為代表的商業(yè)化微小衛(wèi)星技術的飛速發(fā)展，衛(wèi)星平臺開始逐漸向小型化、低功耗、高集成的方向發(fā)展[1]?；赯YNQ 7000的S波段USB應答機在應用背景方面主要包括以下幾個特點：

1)整機采用商業(yè)級電子元器件(COTS)開展研制，適用于商業(yè)微小衛(wèi)星或?qū)﹄娮釉骷|(zhì)量等級無要求的衛(wèi)星平臺[2]；

2)整機采用軟件無線電架構設計，射頻模塊與基帶處理模塊相互獨立于不同板卡，在應用時可根據(jù)不同衛(wèi)星功能需求進行不同功能組合或刪減部分內(nèi)部功能[3]。

1 Zynq簡介

Zynq是Xilinx公司推出的行業(yè)第一個可擴展處理平臺，旨在為視頻監(jiān)控、汽車駕駛輔助以及工廠自動化等高端嵌入式應用提供高性能處理與計算[4]。該芯片將完整的ARM Cortex A9處理器與28nm低功耗可編程邏輯緊密集成在一起，可以幫助系統(tǒng)架構師與嵌入式軟件開發(fā)人員擴展、定制和優(yōu)化系統(tǒng)[5]。

Zynq芯片內(nèi)部可以分為兩部分：PS(Processing System)和PL(Programming Logic)，其中PS部分和普通的ARM開發(fā)一樣，包括CPU核，圖形加速、浮點運算、存儲控制器、各種通信接口外設以及GPIO外設等；而PL部分就是傳統(tǒng)意義的FPGA；PL和PS之間通過內(nèi)部高速總線(AXI)互聯(lián)。

ZYNQ 7000支持AXI4、AXI-Lite、AXI-Stream3種總線，PL3種總線均支持，PS只支持前兩種；其中有關配置參數(shù)的總線使用AXI-Lite總線，有關高速傳輸?shù)男盘柺褂肁XI-Stream總線[6]。

本設計選用Xilinx公司的XC7Z045 SOC芯片，該芯片將FPGA與ARM高度集成，大大地縮小了應答機的體積；同時該芯片支持Linux、Retems等操作系統(tǒng)，這種架構既提高了系統(tǒng)性能，又簡化了系統(tǒng)的搭建，同時提供了足夠的靈活性。

2 整機架構

標準USB應答機整體架構如圖1所示[7-9]，主要實現(xiàn)以下功能：

(1)接收地面的上行遙控指令，經(jīng)下變頻芯片將S波段下變頻到中頻，經(jīng)AD采樣后，送入SOC進行解調(diào)；解調(diào)后的數(shù)據(jù)通UART串口輸出；

(2)將數(shù)據(jù)進行DPSK調(diào)制到副載波后送入DA，經(jīng)上變頻芯片將中頻信號上變頻到S波段。

(3)接收地面測控站發(fā)射的上行測距信號，根據(jù)上行遙測指令將變頻后的測距基帶信號進行本地上變頻后對地發(fā)送；

圖1 標準USB應答機整體架構

2.1 ADC采樣設計與固定下變頻

應答機接收到的上行遙控信號是一個相對窄帶的信號且中頻頻率固定，本設計中采用基于帶通采樣原理的4倍中頻采樣率。對于70 MHz中頻信號，即采用40MSPS采樣率即可。這種方法的優(yōu)點在于可以降低對AD器件的要求，同時可以實現(xiàn)免混頻的固定頻率數(shù)字下變頻。

經(jīng)過正交下變頻的數(shù)字中頻信號頻譜被搬移到基帶，對IQ信號進行16倍抽取，得到40/16=2.5 MHz采樣率的基帶正交信號。

2.2 載波捕獲策略

1)FFT頻率估計。

對下變頻并抽取后的信號做1024點FFT，頻率精度為：

2.5 MHz/1024=2441.40 Hz

載波NCO頻率控制字Fcw_carrier(NCO中用32bit累加器)

設FFT的峰值點index為X(0

則，根據(jù)估計的結果，將載波NCO的頻率控制字設置成：

即只需將FFT峰值點的Index左移22位。

2)載波防錯鎖。

對于PM信號，當調(diào)制指數(shù)較大時，有可能出現(xiàn)副載波單邊功率大于載波功率的情況。此時，接收機有可能錯鎖在FFT譜的峰值處，而一旦發(fā)生錯鎖，則無法正確解調(diào)出信號。因此需要防錯鎖措施對載波捕獲過程的正確性予以保障。

當調(diào)制指數(shù)較小時，載波功率顯著大于副載波功率。接收機首先得到所有具有峰值能量的頻率點，比較最高峰和次高峰的能量是否大于6dB。如果滿足此關系，則可以認為最高峰是載波線譜。

當載波的調(diào)制指數(shù)較大(一般不超過1.5 rad)時，副載波單邊能量小于或等于載波能量。因為當調(diào)制指數(shù)較大時，可能存在2個或3個能量相當?shù)姆逯?雙邊副載波和載波)。

(1)采用三點分析法：即對峰值能量最高的3個頻率點進行對稱性分析，如果滿足能量均衡和頻率對稱原則，則認為中間頻率點為載波能量。

(2)采用偽對稱點最小誤差判定法：PM信號能量譜具有關于載波左右對稱的特點，對于峰值能量最高的3個頻點ki(i=1,2,3)，分別計算3個點左右各511點頻譜值之和并求取誤差，則誤差最小點即為載波頻點。

2.3 環(huán)路設計

PLL設計成載波跟蹤環(huán)。

其中鑒相器采用正弦鑒相器。

環(huán)路濾波器采用理想積分器(二階II型環(huán))的形式，傳遞函數(shù)為：

利用“雙線形變化”法數(shù)字化后，環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為：

其中：Ts為采樣時間間隔，fs為采樣頻率；環(huán)路增益為K=KdK0，其中Kd為鑒相器增益，K0為NCO增益。

ωn為環(huán)路無阻尼振蕩頻率，ξ為阻尼系數(shù)。

2.4 PM/解調(diào)

在載波鎖定之后，數(shù)字下變頻之后的I、Q信號為一個基帶的調(diào)相或調(diào)頻信號。對于采用PM調(diào)制體制的信號，I路對應cos(Φ(t))，Q路對應sin(Φ(t))，PM信號解調(diào)的就是求解I+j*Q所對應復信號的輻角Φ。

3 系統(tǒng)結構及原理

副載波解調(diào)單元由可編程數(shù)字下變頻子模塊、副載波同步子模塊、位同步子模塊組成，將解調(diào)得到的基帶數(shù)據(jù)輸出[10]。解調(diào)的關鍵是副載波同步，即恢復出和輸入載波同頻同相的本地載波，載波同步模塊使用極型科斯塔斯環(huán)將I、Q兩路正交信號進行載波同步，恢復出調(diào)制信息；位同步模塊使用“同相-中相”環(huán)路結構，將載波同步恢復出的調(diào)制信息進行位同步，恢復出PCM時鐘和數(shù)據(jù)流，完成解調(diào)[1]。然后進行差分碼解碼并輸出。在副載波跟蹤時，對傳統(tǒng)的極性科斯塔斯環(huán)進行了改進，使用復數(shù)乘法器去除載波，避免產(chǎn)生諧波分量，因此環(huán)路中不用使用支路濾波器濾除諧波分量，簡化了載波同步環(huán)硬件結構，降低了反饋支路的長度，增加了穩(wěn)定性。系統(tǒng)的結構框圖如下圖所示：

圖2 遙測處理單元原理框圖

3.1 正交數(shù)字下變頻模塊

正交數(shù)字下變頻模塊通過正交下變頻到零中頻；采樣率變換模塊的抽取倍數(shù)和內(nèi)插倍數(shù)可編程設置，通常根據(jù)輸入BPSK信號的碼速率調(diào)整抽取和內(nèi)插的倍數(shù)，使得進入載波同步模塊的采樣率降為碼速率的16倍，通過這種方法可以使得解調(diào)器的工作參數(shù)靈活可變，在采樣率變換模塊中使用了CIC和FIR濾波器進行濾波，防止信號的混疊，并將基帶信號中的噪聲降到更低[2]。下變頻器的結構框圖如下所示：

圖3 可編程數(shù)字下變頻模塊原理框圖

3.2 副載波同步模塊

副載波同步模塊采用改進的Costas環(huán)——極型科斯塔斯環(huán)進行載波同步。極型科斯塔斯環(huán)與傳統(tǒng)科斯塔斯環(huán)的區(qū)別是I支路信號在進行了硬限幅后與Q支路相乘獲得相位誤差信號，極型科斯塔斯環(huán)相比傳統(tǒng)的科斯塔斯環(huán)具有環(huán)路硬件結構簡單，易于實現(xiàn)，線性區(qū)域較大，有利于提高捕獲能力[3]。

圖4 副載波同步模塊與位同步模塊原理框圖

副載波環(huán)路濾波器的主要作用是濾除誤差信號中的高頻分量，并為鎖相環(huán)路提供一個短期的記憶, 當環(huán)路由于瞬時噪聲而失鎖時, 可確保環(huán)路迅速重新捕獲信號。環(huán)路的跟蹤特性、穩(wěn)定性主要是由環(huán)路濾波器決定,是載波同步環(huán)設計的關鍵。在該解調(diào)器中使用了一種環(huán)路參數(shù)可配置的理想積分環(huán)路濾波器，以使得遙測副載波解調(diào)器能夠根據(jù)需要調(diào)整環(huán)路參數(shù)[11]。理想積分環(huán)路濾波器的連續(xù)時間傳遞函數(shù)為：

通過雙線性變換，轉換為離散系統(tǒng)的表示：

環(huán)路濾波器的結構如圖5所示。

圖5 環(huán)路濾波器結構框圖

3.3 位同步

位同步環(huán)使用“同相—中相”環(huán)實現(xiàn)，如圖6所示。

圖6 位同步子模塊結構框圖

初始工作時NCO按照16倍的碼速率輸出PCM時鐘，同相積分清零器在PCM時鐘的上升沿處完成一次積分并清零。中相積分器滯后1/2個時鐘周期，在PCM時鐘的下降沿處完成積分并清零。鑒相器的輸出通過環(huán)路濾波器后控制NCO的輸出頻率，位同步環(huán)的環(huán)路濾波器結構和系數(shù)計算方法與載波同步環(huán)相同。同步后，NCO的輸出即為PCM時鐘，同相積分清零器的鎖存值經(jīng)過軟判決或硬判決后即可得到相應的PCM數(shù)據(jù)[12]。

4 下行調(diào)制

4.1 復合相位信號整合

下行信道的處理包括將遙測副載波、測距音整合為復合相位信號，相位調(diào)制和正交上變頻。結構原理圖如下所示，其中遙測副載波是對遙測信號的采樣輸入，測距音來自于上行接收通道中帶通輸出的測距音[6]。

圖7 下行發(fā)射通道結構框圖

包含遙測副載波和測距音的復合相位可表示為：

Φ(t)=mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt)

其中：mcos(ωt+θs(t))為遙測副載波，m為副載波調(diào)制指數(shù)，ω為副載波頻率；mjcos(ωjt)為測距音，mj為測距音調(diào)制指數(shù)，ωj為測距音頻率。

相位調(diào)制后的信號可表示為：

sBB(t)=Acos(mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt))

經(jīng)過數(shù)字正交上變頻后的數(shù)字中頻信號為：

4.2 相干轉發(fā)模式下的頻差補償

仿真USB應答機要求能與上/下變頻器相連接，實現(xiàn)射頻點頻應答機功能。在相干工作方式下，向上下變頻器提供基準頻率輸出，實現(xiàn)載頻相干轉發(fā)，轉發(fā)比為221/240。在相干轉發(fā)工作模式下，需要保證上、下行信號頻率存在相干關系，因此需要對星上頻率參考的頻率誤差進行修正。

7f0+fdop-αΔf0

設A/D采樣頻率為：fs= 9f0′ = 9(f0+Δf0)

根據(jù)帶通采樣定理，經(jīng)過采樣后得到的中頻頻率為：

fIF=fs-fu-IF=9(f0+Δf0)-(7f0+fdop-αΔf0)=

2f0+(9+α)Δf0-fdop

固定數(shù)字下變頻器的NCO輸出頻率：fNCO= 2f0′ = 2f0+ 2Δ f0

因此，載波同步后的頻率誤差為：

ε=fIF-fNCO=2f0+(9+α)Δf0-fdop-2f0-2Δf0=

(7+α)Δf0-fdop

當相干轉發(fā)時，首先將下行的數(shù)字基帶信號調(diào)制為數(shù)字中頻信號，在此過程中加入頻差補差量，得到頻差補償后的數(shù)字中頻信號，經(jīng)過D/A變換之后，由數(shù)字上變頻器變至70 MHz中頻發(fā)射，步驟如下：

則，中頻上變頻后得到的模擬中頻下行信號頻率為：

即已消除了參考頻率誤差Δf0的影響。

4.3 相位調(diào)制

相位調(diào)制的過程即為根據(jù)相位求正、余弦值的過程，可采用查找表法實現(xiàn)，原理如下圖所示：

圖8 相位調(diào)制原理框圖

4.4 正交上變頻

數(shù)字正交上變頻將已調(diào)相信號變至中頻，結構原理圖如下所示。

圖9 正交上變頻-頻差補償

上變頻的數(shù)控振蕩器受工作模式指令控制，在相干工作模式下，NCO的頻率控制字包含誤差補償分量，上變頻的過程同時完成對星上頻率參考的頻差補償。

調(diào)制后波形如下所示。中間為主載波，左右兩邊為副載波。

圖10 調(diào)制信號后截圖

5 總結

文章對Xilinx Zynq做了簡單介紹，并基于XC7Z045提出了標準USB應答機的設計方案，詳細介紹了S波段信號的調(diào)制解調(diào)算法，為工程實現(xiàn)提供了理論基礎。應答機體積小, 可靠性高, 并且便于擴展、調(diào)試和維護。