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(上海航天電子技術(shù)研究所,上海 201109)
隨著以立方星為代表的商業(yè)化微小衛(wèi)星技術(shù)的飛速發(fā)展,衛(wèi)星平臺開始逐漸向小型化、低功耗、高集成的方向發(fā)展[1]?;赯YNQ 7000的S波段USB應(yīng)答機(jī)在應(yīng)用背景方面主要包括以下幾個特點:
1)整機(jī)采用商業(yè)級電子元器件(COTS)開展研制,適用于商業(yè)微小衛(wèi)星或?qū)﹄娮釉骷|(zhì)量等級無要求的衛(wèi)星平臺[2];
2)整機(jī)采用軟件無線電架構(gòu)設(shè)計,射頻模塊與基帶處理模塊相互獨立于不同板卡,在應(yīng)用時可根據(jù)不同衛(wèi)星功能需求進(jìn)行不同功能組合或刪減部分內(nèi)部功能[3]。
Zynq是Xilinx公司推出的行業(yè)第一個可擴(kuò)展處理平臺,旨在為視頻監(jiān)控、汽車駕駛輔助以及工廠自動化等高端嵌入式應(yīng)用提供高性能處理與計算[4]。該芯片將完整的ARM Cortex A9處理器與28nm低功耗可編程邏輯緊密集成在一起,可以幫助系統(tǒng)架構(gòu)師與嵌入式軟件開發(fā)人員擴(kuò)展、定制和優(yōu)化系統(tǒng)[5]。
Zynq芯片內(nèi)部可以分為兩部分:PS(Processing System)和PL(Programming Logic),其中PS部分和普通的ARM開發(fā)一樣,包括CPU核,圖形加速、浮點運(yùn)算、存儲控制器、各種通信接口外設(shè)以及GPIO外設(shè)等;而PL部分就是傳統(tǒng)意義的FPGA;PL和PS之間通過內(nèi)部高速總線(AXI)互聯(lián)。
ZYNQ 7000支持AXI4、AXI-Lite、AXI-Stream3種總線,PL3種總線均支持,PS只支持前兩種;其中有關(guān)配置參數(shù)的總線使用AXI-Lite總線,有關(guān)高速傳輸?shù)男盘柺褂肁XI-Stream總線[6]。
本設(shè)計選用Xilinx公司的XC7Z045 SOC芯片,該芯片將FPGA與ARM高度集成,大大地縮小了應(yīng)答機(jī)的體積;同時該芯片支持Linux、Retems等操作系統(tǒng),這種架構(gòu)既提高了系統(tǒng)性能,又簡化了系統(tǒng)的搭建,同時提供了足夠的靈活性。
標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)整體架構(gòu)如圖1所示[7-9],主要實現(xiàn)以下功能:
(1)接收地面的上行遙控指令,經(jīng)下變頻芯片將S波段下變頻到中頻,經(jīng)AD采樣后,送入SOC進(jìn)行解調(diào);解調(diào)后的數(shù)據(jù)通UART串口輸出;
(2)將數(shù)據(jù)進(jìn)行DPSK調(diào)制到副載波后送入DA,經(jīng)上變頻芯片將中頻信號上變頻到S波段。
(3)接收地面測控站發(fā)射的上行測距信號,根據(jù)上行遙測指令將變頻后的測距基帶信號進(jìn)行本地上變頻后對地發(fā)送;
圖1 標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)整體架構(gòu)
應(yīng)答機(jī)接收到的上行遙控信號是一個相對窄帶的信號且中頻頻率固定,本設(shè)計中采用基于帶通采樣原理的4倍中頻采樣率。對于70 MHz中頻信號,即采用40MSPS采樣率即可。這種方法的優(yōu)點在于可以降低對AD器件的要求,同時可以實現(xiàn)免混頻的固定頻率數(shù)字下變頻。
經(jīng)過正交下變頻的數(shù)字中頻信號頻譜被搬移到基帶,對IQ信號進(jìn)行16倍抽取,得到40/16=2.5 MHz采樣率的基帶正交信號。
1)FFT頻率估計。
對下變頻并抽取后的信號做1024點FFT,頻率精度為:
2.5 MHz/1024=2441.40 Hz
載波NCO頻率控制字Fcw_carrier(NCO中用32bit累加器)
設(shè)FFT的峰值點index為X(0
則,根據(jù)估計的結(jié)果,將載波NCO的頻率控制字設(shè)置成:
即只需將FFT峰值點的Index左移22位。
2)載波防錯鎖。
對于PM信號,當(dāng)調(diào)制指數(shù)較大時,有可能出現(xiàn)副載波單邊功率大于載波功率的情況。此時,接收機(jī)有可能錯鎖在FFT譜的峰值處,而一旦發(fā)生錯鎖,則無法正確解調(diào)出信號。因此需要防錯鎖措施對載波捕獲過程的正確性予以保障。
當(dāng)調(diào)制指數(shù)較小時,載波功率顯著大于副載波功率。接收機(jī)首先得到所有具有峰值能量的頻率點,比較最高峰和次高峰的能量是否大于6dB。如果滿足此關(guān)系,則可以認(rèn)為最高峰是載波線譜。
當(dāng)載波的調(diào)制指數(shù)較大(一般不超過1.5 rad)時,副載波單邊能量小于或等于載波能量。因為當(dāng)調(diào)制指數(shù)較大時,可能存在2個或3個能量相當(dāng)?shù)姆逯?雙邊副載波和載波)。
(1)采用三點分析法:即對峰值能量最高的3個頻率點進(jìn)行對稱性分析,如果滿足能量均衡和頻率對稱原則,則認(rèn)為中間頻率點為載波能量。
(2)采用偽對稱點最小誤差判定法:PM信號能量譜具有關(guān)于載波左右對稱的特點,對于峰值能量最高的3個頻點ki(i=1,2,3),分別計算3個點左右各511點頻譜值之和并求取誤差,則誤差最小點即為載波頻點。
PLL設(shè)計成載波跟蹤環(huán)。
其中鑒相器采用正弦鑒相器。
環(huán)路濾波器采用理想積分器(二階II型環(huán))的形式,傳遞函數(shù)為:
利用“雙線形變化”法數(shù)字化后,環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為:
其中:Ts為采樣時間間隔,fs為采樣頻率;環(huán)路增益為K=KdK0,其中Kd為鑒相器增益,K0為NCO增益。
ωn為環(huán)路無阻尼振蕩頻率,ξ為阻尼系數(shù)。
在載波鎖定之后,數(shù)字下變頻之后的I、Q信號為一個基帶的調(diào)相或調(diào)頻信號。對于采用PM調(diào)制體制的信號,I路對應(yīng)cos(Φ(t)),Q路對應(yīng)sin(Φ(t)),PM信號解調(diào)的就是求解I+j*Q所對應(yīng)復(fù)信號的輻角Φ。
副載波解調(diào)單元由可編程數(shù)字下變頻子模塊、副載波同步子模塊、位同步子模塊組成,將解調(diào)得到的基帶數(shù)據(jù)輸出[10]。解調(diào)的關(guān)鍵是副載波同步,即恢復(fù)出和輸入載波同頻同相的本地載波,載波同步模塊使用極型科斯塔斯環(huán)將I、Q兩路正交信號進(jìn)行載波同步,恢復(fù)出調(diào)制信息;位同步模塊使用“同相-中相”環(huán)路結(jié)構(gòu),將載波同步恢復(fù)出的調(diào)制信息進(jìn)行位同步,恢復(fù)出PCM時鐘和數(shù)據(jù)流,完成解調(diào)[1]。然后進(jìn)行差分碼解碼并輸出。在副載波跟蹤時,對傳統(tǒng)的極性科斯塔斯環(huán)進(jìn)行了改進(jìn),使用復(fù)數(shù)乘法器去除載波,避免產(chǎn)生諧波分量,因此環(huán)路中不用使用支路濾波器濾除諧波分量,簡化了載波同步環(huán)硬件結(jié)構(gòu),降低了反饋支路的長度,增加了穩(wěn)定性。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如下圖所示:
圖2 遙測處理單元原理框圖
正交數(shù)字下變頻模塊通過正交下變頻到零中頻;采樣率變換模塊的抽取倍數(shù)和內(nèi)插倍數(shù)可編程設(shè)置,通常根據(jù)輸入BPSK信號的碼速率調(diào)整抽取和內(nèi)插的倍數(shù),使得進(jìn)入載波同步模塊的采樣率降為碼速率的16倍,通過這種方法可以使得解調(diào)器的工作參數(shù)靈活可變,在采樣率變換模塊中使用了CIC和FIR濾波器進(jìn)行濾波,防止信號的混疊,并將基帶信號中的噪聲降到更低[2]。下變頻器的結(jié)構(gòu)框圖如下所示:
圖3 可編程數(shù)字下變頻模塊原理框圖
副載波同步模塊采用改進(jìn)的Costas環(huán)——極型科斯塔斯環(huán)進(jìn)行載波同步。極型科斯塔斯環(huán)與傳統(tǒng)科斯塔斯環(huán)的區(qū)別是I支路信號在進(jìn)行了硬限幅后與Q支路相乘獲得相位誤差信號,極型科斯塔斯環(huán)相比傳統(tǒng)的科斯塔斯環(huán)具有環(huán)路硬件結(jié)構(gòu)簡單,易于實現(xiàn),線性區(qū)域較大,有利于提高捕獲能力[3]。
圖4 副載波同步模塊與位同步模塊原理框圖
副載波環(huán)路濾波器的主要作用是濾除誤差信號中的高頻分量,并為鎖相環(huán)路提供一個短期的記憶, 當(dāng)環(huán)路由于瞬時噪聲而失鎖時, 可確保環(huán)路迅速重新捕獲信號。環(huán)路的跟蹤特性、穩(wěn)定性主要是由環(huán)路濾波器決定,是載波同步環(huán)設(shè)計的關(guān)鍵。在該解調(diào)器中使用了一種環(huán)路參數(shù)可配置的理想積分環(huán)路濾波器,以使得遙測副載波解調(diào)器能夠根據(jù)需要調(diào)整環(huán)路參數(shù)[11]。理想積分環(huán)路濾波器的連續(xù)時間傳遞函數(shù)為:
通過雙線性變換,轉(zhuǎn)換為離散系統(tǒng)的表示:
環(huán)路濾波器的結(jié)構(gòu)如圖5所示。
圖5 環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)框圖
位同步環(huán)使用“同相—中相”環(huán)實現(xiàn),如圖6所示。
圖6 位同步子模塊結(jié)構(gòu)框圖
初始工作時NCO按照16倍的碼速率輸出PCM時鐘,同相積分清零器在PCM時鐘的上升沿處完成一次積分并清零。中相積分器滯后1/2個時鐘周期,在PCM時鐘的下降沿處完成積分并清零。鑒相器的輸出通過環(huán)路濾波器后控制NCO的輸出頻率,位同步環(huán)的環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)和系數(shù)計算方法與載波同步環(huán)相同。同步后,NCO的輸出即為PCM時鐘,同相積分清零器的鎖存值經(jīng)過軟判決或硬判決后即可得到相應(yīng)的PCM數(shù)據(jù)[12]。
下行信道的處理包括將遙測副載波、測距音整合為復(fù)合相位信號,相位調(diào)制和正交上變頻。結(jié)構(gòu)原理圖如下所示,其中遙測副載波是對遙測信號的采樣輸入,測距音來自于上行接收通道中帶通輸出的測距音[6]。
圖7 下行發(fā)射通道結(jié)構(gòu)框圖
包含遙測副載波和測距音的復(fù)合相位可表示為:
Φ(t)=mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt)
其中:mcos(ωt+θs(t))為遙測副載波,m為副載波調(diào)制指數(shù),ω為副載波頻率;mjcos(ωjt)為測距音,mj為測距音調(diào)制指數(shù),ωj為測距音頻率。
相位調(diào)制后的信號可表示為:
sBB(t)=Acos(mcos(ωt+θs(t))+mjcos(ωjt))
經(jīng)過數(shù)字正交上變頻后的數(shù)字中頻信號為:
仿真USB應(yīng)答機(jī)要求能與上/下變頻器相連接,實現(xiàn)射頻點頻應(yīng)答機(jī)功能。在相干工作方式下,向上下變頻器提供基準(zhǔn)頻率輸出,實現(xiàn)載頻相干轉(zhuǎn)發(fā),轉(zhuǎn)發(fā)比為221/240。在相干轉(zhuǎn)發(fā)工作模式下,需要保證上、下行信號頻率存在相干關(guān)系,因此需要對星上頻率參考的頻率誤差進(jìn)行修正。
7f0+fdop-αΔf0
設(shè)A/D采樣頻率為:fs= 9f0′ = 9(f0+Δf0)
根據(jù)帶通采樣定理,經(jīng)過采樣后得到的中頻頻率為:
fIF=fs-fu-IF=9(f0+Δf0)-(7f0+fdop-αΔf0)=
2f0+(9+α)Δf0-fdop
固定數(shù)字下變頻器的NCO輸出頻率:fNCO= 2f0′ = 2f0+ 2Δ f0
因此,載波同步后的頻率誤差為:
ε=fIF-fNCO=2f0+(9+α)Δf0-fdop-2f0-2Δf0=
(7+α)Δf0-fdop
當(dāng)相干轉(zhuǎn)發(fā)時,首先將下行的數(shù)字基帶信號調(diào)制為數(shù)字中頻信號,在此過程中加入頻差補(bǔ)差量,得到頻差補(bǔ)償后的數(shù)字中頻信號,經(jīng)過D/A變換之后,由數(shù)字上變頻器變至70 MHz中頻發(fā)射,步驟如下:
則,中頻上變頻后得到的模擬中頻下行信號頻率為:
即已消除了參考頻率誤差Δf0的影響。
相位調(diào)制的過程即為根據(jù)相位求正、余弦值的過程,可采用查找表法實現(xiàn),原理如下圖所示:
圖8 相位調(diào)制原理框圖
數(shù)字正交上變頻將已調(diào)相信號變至中頻,結(jié)構(gòu)原理圖如下所示。
圖9 正交上變頻-頻差補(bǔ)償
上變頻的數(shù)控振蕩器受工作模式指令控制,在相干工作模式下,NCO的頻率控制字包含誤差補(bǔ)償分量,上變頻的過程同時完成對星上頻率參考的頻差補(bǔ)償。
調(diào)制后波形如下所示。中間為主載波,左右兩邊為副載波。
圖10 調(diào)制信號后截圖
文章對Xilinx Zynq做了簡單介紹,并基于XC7Z045提出了標(biāo)準(zhǔn)USB應(yīng)答機(jī)的設(shè)計方案,詳細(xì)介紹了S波段信號的調(diào)制解調(diào)算法,為工程實現(xiàn)提供了理論基礎(chǔ)。應(yīng)答機(jī)體積小, 可靠性高, 并且便于擴(kuò)展、調(diào)試和維護(hù)。