魏騰飛 王曉蘭 李曉曉

摘?要：雙向隔離全橋DCDC變換器在直流微網(wǎng)等場合被廣泛應用，傳統(tǒng)單移相和雙重移相控制使得變換器中出現(xiàn)功率回流現(xiàn)象。為消除雙向變換器的回流功率，提出一種電感電流過零控制策略。建立雙向變換器的功率傳輸模型，分析電感電流過零控制原理和變換器的工作狀態(tài)，并設計電感電流過零控制系統(tǒng)?；贔PGA搭建硬件實驗平臺，驗證了所提控制策略消除回流功率的有效性。

關鍵詞：雙向變換器;直流變換器;脈寬調(diào)制;回流功率

DOI：10.15938/j.emc.2019.11.013

中圖分類號：TM?417

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2019）11-0100-09

收稿日期：?2017-11-11

基金項目：國家自然科學基金（61963024）

作者簡介：魏騰飛（1984—），男，博士，研究方向為直流微電網(wǎng)、電子變換器、FPGA及嵌入式ARM;

王曉蘭（1963—），女，碩士，教授，博士生導師，研究方向為可再生能源與智能電網(wǎng)研究;

李曉曉（1987—），男，博士，研究方向為直流微電網(wǎng)運行控制。

通信作者：王曉蘭

Analysis?and?elimination?backflow?power?in?bidirectional?DCDC?isolation?converter

WEI?Tengfei，?WANG?Xiaolan，?LI?Xiaoxiao

（College?of?Electrical?and?Information?Engineering，Lanzhou?University?of?Technology，Lanzhou?730050，China）

Abstract：

Bidirectional?isolated?fullbridge?DCDC?converter?is?widely?used?in?DC?microgrid?and?other?occasions.?Bakes?backflow?power?is?caused?by?traditional?single?phase?and?double?phase?control?in?the?converter.?In?order?to?eliminate?backflow?power?of?bidirectional?converter，?a?inductor?current?zerocrossing?control?strategy?was?proposed.?Power?transmission?model?of?bidirectional?converter?was?established，?principle?of?inductance?current?zerocrossing?control?and?working?state?of?the?converter?are?analyzed，?and?inductance?current?zerocrossing?control?system?was?designed.?A?hardware?experiment?platform?based?on?FPGA?was?built?to?verify?effectiveness?of?the?proposed?control?strategy?in?eliminating?backflow?power.

Keywords：bidirectional?converter;?DC?converter;?pulse?width?modulation;?backflow?power

0?引?言

目前雙向隔離全橋DCDC變換器[1-2]在直流微網(wǎng)[3-4]、電動汽車[5-8]等需要能量雙向流動的應用場合被廣泛應用。雙向變換器的功能相當于2個反向并聯(lián)的單向變換器，能量可在雙向變換器中來回流動。相比2個單向變換器，雙向變換器可大幅減小系統(tǒng)的體積和成本[9-10]，故研究并優(yōu)化雙向隔離DCDC變換器的控制策略具有重要意義。

傳統(tǒng)雙向隔離全橋DCDC變換器的控制策略[11]常采用移相控制策略。又分為單移相和雙重移相控制策略。單移相控制策略[12-14]，通過變壓器漏感和串聯(lián)電感共同傳遞能量，控制高頻變壓器兩側(cè)H橋，使變壓器原邊和副邊產(chǎn)生有相位差的方波電壓，改變兩方波的相位移來控制流動功率的方向和大小。單移相控制下，當變換器的輸入和輸出電壓相差較大時，雙向變換器內(nèi)部的回流功率和電流應力會增加，使功率和磁性器件的損耗增大，降低了雙向變換器的工作效率[15]。為減小雙向變換器中的回流功率，提高雙向隔離全橋DCDC變換器的工作效率，雙重移相控制策略被提出[16-17]。傳統(tǒng)雙重移相控制策略相比單移相控制，雙重移相中加入內(nèi)移相比，進一步減小了雙向變換器中的回流功率，提高了變換器的工作效率。因雙重移相控制中使用移相機制，這導致雙向變換器中仍然會出現(xiàn)回流功率。文獻[17]中研究了雙重移相控制策略下雙向隔離全橋DCDC變換器的功率回流特性，表明相比單移相控制策略，雙重移相控制策略只是減小了雙向變換器中的回流功率，而不能消除變換器中的功率回流現(xiàn)象。文獻[18]提出一種脈寬調(diào)制加相移控制策略，但是該控制策略不是針對全橋拓撲結構。

要減小雙向隔離全橋DCDC變換器中回流功率對變換器工作的影響，提高雙向變換器整體的工作效率，有必要研究并提出一種控制策略使得雙向隔離全橋DCDC變換器中的回流功率得以消除。

為了解決上述問題，本文先對傳統(tǒng)單移相控制和雙重移相控制策略的工作原理進行分析，在此基礎上提出一種雙向隔離全橋DCDC變換器的電感電流過零控制策略，并建立基于電感電流過零控制策略下雙向變換器的功率傳輸模型。分析了電感電流過零控制策略下雙向變換器的工作原理及狀態(tài)，依據(jù)其工作原理設計并實現(xiàn)了電感電流過零控制系統(tǒng)。以FPGA為核心硬件搭建實驗樣機，實驗結果驗證了該控制策略消除雙向變換器中回流功率的有效性。

1?移相控制變換器的功率回流分析

1.1?單移相控制變換器的功率回流現(xiàn)象

雙向隔離全橋DCDC變換器拓撲結構如圖1所示。單移相控制下，變壓器兩端工作在相同的開關頻率，且對角開關管輪流導通，導通時間都為半個開關周期。如圖2所示Uab為U1側(cè)全橋逆變的輸出電壓，Ucd為U2側(cè)全橋逆變的輸出電壓，UL為電感兩端的電壓，iL為流經(jīng)電感L1中的電流，其中Uab和Ucd都為50%占空比的方波電壓。假定變換器到達穩(wěn)定工作狀態(tài)，通過改變半個工作周期的移相比D，來控制流過電感L1的電流大小，進而控制功率流動的方向和大小。圖2顯示功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)，Uab相位超前Ucd。在一個工作周期中，因為Uab和Ucd存在相位移，所以電感電流iL和原邊側(cè)電壓Uab或副邊側(cè)電壓Ucd存在相位相反的時間段。在圖2中t0-t1和t3-t4兩段時間內(nèi)，傳輸功率為負值表示有電能量回流到U1側(cè)。如果增大正向傳輸功率則相應的回流功率也將增大，開關損耗和磁芯材料損耗亦增加，降低了雙向變換器的工作效率。

1.2?雙重移相控制變換器的功率回流現(xiàn)象

為改善雙向變換器的功率回流現(xiàn)象，文獻[17]提出了雙重移相控制。雙重移相控制在U1側(cè)引入內(nèi)移相控制，使得圖2中單移相控制的t0-t1和t3-t42個過程分別拆為t0-t1、t1-t2和t4-t5、t5-t64個過程。在圖3中U1側(cè)引入移相比M，稱為內(nèi)移相比。U1側(cè)相對與U2側(cè)的移相比D，稱為外移相比，雙重移相控制中的外移相比等價與單移相控制中的移相比。如圖3所示，由于內(nèi)移相比M的引入，使得t0-t1和t4-t5兩時間段內(nèi)原邊側(cè)電壓Uab為0，由于功率為電壓和電流的乘積，故此時的回流功率為0。而在t1-t2和t5-t6兩時間段內(nèi)，雙重移相控制仍然有回流功率存在，那么雙重移相控制相比單移相控制，它減小了回流功率。在其他的時間段內(nèi)，雙重移相控制和單移相控制的工作原理是一樣的。

文獻[17]給出雙重移相控制下變換器回流功率和電壓調(diào)節(jié)比的關系，隨著電壓調(diào)節(jié)比的增大，回流功率也將增加。雙重移相控制下變換器中功率回流現(xiàn)象依舊存在。

2?電感電流過零控制變換器的功率傳輸模型

2.1?變換器的正向功率傳輸模型

變換器工作于正向功率傳輸狀態(tài)下，功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)。圖1變換器拓撲結構中標示了

各電壓和電流方向。令t0=0，可得下式：

Wfwd（t0-t1）=∫Ton_fwd0U1（U1-nU2）tLdt=

U1（U1-nU2）D2fwdT22L（1）

Pfwd（t0-t1）=U1（U1-nU2）Dfwd22fL（2）

式（1）中：Wfwd（t0-t1）為t0-t1時間段內(nèi)，U1側(cè)對電感L1和U2側(cè)傳輸?shù)目偰芰恐?，即半個工作周期傳輸?shù)哪芰恐?U1為高壓HDC（high?direct?current）側(cè)的直流母線電壓;U2為低壓LDC（low?direct?current）側(cè)的直流母線電壓;n為高頻隔離變壓器初級對次級的匝比;Ton_fwd為開關管Q1的導通時間，且滿足條件Ton_fwd

式（2）中：Pfwd（t0-t1）?為t0-t1時間段內(nèi)，U1側(cè)輸出的功率值，即半個工作周期傳輸?shù)墓β手?f為變換器的工作頻率。

由對稱性，可知正向傳送功率為

P1=2Pfwd?（t0-t1）=U1（U1-nU2）fLD2fwd（3）

式中：P1為正向傳輸?shù)墓β省?/p>

2.2?變換器的反向功率傳輸模型

變換器工作于反向功率傳輸狀態(tài)下，功率由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)。相應的圖1變換器拓撲結構中標示了各電壓和電流方向。令t0=0，可得下式：

Wrev（t0-t1）=（nU2）2T2on_rev2L（4）

Wrev（t1-t2）=Wrev（t0-t1）+

∫nU2Ton_revU1-nU20nU2[nU2Ton_revL-U1-nU2Lt]dt=

Wrev（t0-t1）+（nU2）3T2on_rev2L（U1-nU2）

=

（nU2）2T2on_rev2L+（nU2）3T2on_rev2L（U1-nU2）=

U1U1-nU2（nU2）22LT2on_rev（5）

式（4）中：Wrev（t0-t1）?為t0-t1時間段內(nèi)，U2側(cè)對電感L1儲存的能量值;Ton_rev為開關管Q3的導通時間，?且滿足條件Ton_rev

式（5）中：Wrev（t1-t2）?為在t1-t2時間段內(nèi)，電感L1和U2向U1側(cè)送入的能量總和。

由對稱性，反向傳送功率為

P2=2fWrev（t1-t2）=U1（nU2）2fL（U1-nU2）D2rev（6）

式中：P2為反向傳輸功率;Drev=Ton_rev/T為反向傳輸時的占空比，且滿足條件0≤Drev<（0.5-nU2/2U1）。

2.3?變換器功率傳輸范圍分析

2.3.1?正向功率傳輸范圍

令U1=300?V，U2=100?V，n=2，f=50?kHz，電感L1的電感量L分別取200?μH，300?μH和400?μH。將上述參數(shù)帶入變換器的正向功率傳輸模型（3）式?？傻谜騻鬏敼β屎驼伎毡菵fwd之間的關系如圖4所示。

從圖4可知，隨著正向占空比Dfwd的增大，正向傳輸功率也在增大。且正向傳輸?shù)淖畲蠊β手蹬c電感L1的電感量L有關。電感L1的電感量L越小，正向傳輸?shù)淖畲蠊β手翟酱蟆?/p>

2.3.2?反向功率傳輸范圍

令U1=300?V，U2=100?V，n=2，f=50?kHz，電感L1的電感量L分別取200?μH，300?μH和400?μH。將上述參數(shù)帶入變換器的反向功率傳輸模型（6）式?？傻梅聪騻鬏敼β屎驼伎毡菵rev之間的關系如圖5所示。

從圖5可知，隨著反向占空比Drev的增大，反向傳輸功率也在增大。且反向傳輸?shù)淖畲蠊β逝c電感L1的電感量L有關。電感L1的電感量L越小，反向傳輸?shù)淖畲蠊β手翟酱蟆?/p>

3?電感電流過零控制系統(tǒng)的分析與設計

3.1?正向功率傳輸時變換器的工作狀態(tài)

假定變換器已工作于穩(wěn)定狀態(tài)且U1>nU2，變換器的正向工作波形如圖6所示，功率由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)。正向功率傳輸時變換器的工作狀態(tài)分為4種狀態(tài)。以下說明前2種工作狀態(tài)。依據(jù)一個開關周期工作的對稱性可知后2種狀態(tài)相比前2種狀態(tài)的差別只是電路中電壓和電流的極性相反。

1）狀態(tài)1：t0-t1階段。

電路拓撲結構如圖1所示，變換器正向工作波形如圖6所示。在t0時刻Q1、Q4、Q5和Q8同時導通，此刻電感電流iL為0，電感兩端電壓為U1-nU2?？芍姼须娏鱥L從0開始逐漸增加。變換器正向工作狀態(tài)下U1側(cè)向U2側(cè)正向傳輸能量，同時U1側(cè)向電感L1中儲能。電感L1中的電流可近似表示為

iL_fwd（t1）=（U1-nU2）Ton_fwdL（7）

WL_fwd=[（U1-nU2）Ton_fwd]22L（8）

式（7）中：iL_fwd（t1）?為變換器正向工作時電感L1在t1時刻的電流值。

式（8）中：WL_fwd為電感L1在t1時刻所儲存的能量。

2）狀態(tài)2：t1-t2階段。

如圖1和圖6所示，在t1時刻，Q1關斷，Q3、Q4、Q5和Q8導通，此刻電感電流iL為（U1-nU2）Ton_fwd/L，電感兩端電壓為-nU2，那么電感電流iL從（U1-nU2）Ton_fwd/L開始逐漸減小。在此狀態(tài)下，電感L1向U2側(cè)釋放儲存的能量WL_fwd。電感兩端電壓為-nU2，由于Q3和Q4導通給電感電流提供了續(xù)流通路，使電感L1繼續(xù)向U2側(cè)傳送存儲能量。在t1-t2階段中檢測電感L1電流過零時刻。若時間t到達過零時刻表示儲存在電感L1中的能量以完全送入U2側(cè)，此刻Q4關斷，以防止U2向電感L1儲能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。

上述2種狀態(tài)，描述了前半個開關周期，功率從U1側(cè)傳送到U2側(cè)變換器的正向工作過程。如圖6所示后半個開關周期，在t3-t4階段檢測電感L1電流過零時刻，若時間t到達過零時刻表示儲存在電感L1的能量以完全送入U2側(cè)，此刻Q3關斷，以防止U2向電感L1儲能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。后半個開關周期和前半個開關周期相比，相應的電壓和電流極性相反，工作原理是相同的。

3.2?反向功率傳輸時變換器的工作狀態(tài)

假定變換器已工作于穩(wěn)定狀態(tài)且U1>nU2，變換器的反向工作波形如圖7所示，功率由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)。反向功率傳輸時變換器的工作狀態(tài)分為4種狀態(tài)。以下說明前2種工作狀態(tài)。依據(jù)一個開關周期工作的對稱性可知后2種狀態(tài)相比前2種狀態(tài)的區(qū)別只是電路中電壓和電流的極性相反。

1）狀態(tài)1：t0-t1階段。

電路拓撲結構如圖1所示，變換器反向工作波形如圖7所示。在t0時刻Q3、Q4、Q5和Q8同時導通，此時電感電流iL為0，電感兩端電壓為-nU2?？芍姼须娏鱥L從0開始逐漸向負方向增加。變換器反向工作時在此階段下U2側(cè)向電感L1中儲能。電感L1中的電流可近似表示為

iL_rev（t1）=（-nU2）Ton_revL（9）

WL_rev=[（nU2）Ton_rev]22L（10）

式（9）中：iL_rev（t1）?為變換器反向工作時電感L1在t1時刻的電流值。

式（10）中：WL_rev為電感L1在t1時刻所儲存的能量。

2）狀態(tài)2：t1-t2階段。

如圖1和圖7所示，在t1時刻Q3關斷，Q1、Q4、Q5和Q8同時導通，此刻電感初始電流iL為（-nU2）Ton_rev/L，電感兩端電壓為U1-nU2?？芍姼须娏鱥L從（-nU2）Ton_rev/L開始逐漸增大，其絕對值逐漸減小。變換器反向工作時在此階段下電感L1向U1側(cè)釋放儲存能量WL_rev。Q1和Q4導通使得電感兩端電壓為U1-nU2，且給電感電流iL提供了續(xù)流通路，使電感L1和U2側(cè)一起向U1側(cè)傳送能量。在t1-t2階段中檢測電感L1電流過零時刻。若時間t到達過零時刻表示儲存在電感L1中的能量以完全送入U1側(cè)，此刻Q1關斷，防止U1向電感L1儲能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。

上述2種狀態(tài)，描述了前半個開關周期，功率從U2側(cè)傳送到U1側(cè)變換器的反向工作過程。如圖7所示后半個工作周期，在t3-t4階段檢測電感L1電流過零時刻。若時間t到達過零時刻表示儲存在電感L1中的能量以完全送入U1側(cè)，此刻Q2關斷，以防止U1向電感L1儲能，即阻止功率回流現(xiàn)象發(fā)生。后半個開關周期和前半個開關周期相比，相應的電壓和電流極性相反，工作原理是相同的。

3.3?電感電流過零控制系統(tǒng)的設計

依據(jù)所提控制下對變換器工作狀態(tài)的分析，設計雙向變換器的電感電流過零控制系統(tǒng)，其控制框圖如圖8所示。由于變換器是雙向工作的，故圖8中分別有正向傳輸控制器和反向傳輸控制器，2個PI控制器。PI控制器的輸出送入兩路選擇器，然后兩路選擇器的輸出端連接脈寬調(diào)制比較器的輸入端。兩路選擇器依據(jù)正反傳輸方向決定選擇正向或反向PI控制器。采樣電感電流iL的信號經(jīng)限幅器限幅后再送入過零比較器。整形后的電感電流過零信號輸入給驅(qū)動信號分配邏輯模塊。驅(qū)動信號分配邏輯模塊的作用是：根據(jù)當前正反傳輸方向，將PWM脈沖信號分配給相應的開關管，并依據(jù)電感電流iL過零信號產(chǎn)生相應的時序信號來配合整個系統(tǒng)工作。

正向功率傳輸時功率由U1側(cè)傳送到U2側(cè)，U2ref給定U2側(cè)參考電壓值，使用正向PI控制器，閉環(huán)控制來穩(wěn)定U2側(cè)輸出電壓。反向功率傳輸時功率由U2側(cè)傳送到U1側(cè)，U1ref給定U1側(cè)參考電壓值，使用反向PI控制器，閉環(huán)控制來穩(wěn)定U1側(cè)輸出電壓。

雙向變換器的電感電流過零控制算法流程如圖9所示。整個控制系統(tǒng)使用硬件描述語言在FPGA芯片上實現(xiàn)，保證了系統(tǒng)的工作速度。算法流程圖中PWM設定值為占空比D和FPGA芯片中PWM計數(shù)器最大計數(shù)值的乘積。依據(jù)傳輸方向來決定占空比D選擇正向占空比Dfwd或者反向占空比Drev。在每個開關周期開始時都判斷功率傳輸方向，那么功率傳輸方向的最小切換時間為一個開關周期。一般為幾到幾十微秒，可以滿足大多數(shù)工作需要。

4?實驗系統(tǒng)與結果分析

4.1?實驗系統(tǒng)

以FPGA為核心硬件搭建了實驗樣機，其主要器件的參數(shù)：電感L1=400?μH，高頻隔離變壓器的變比n=1.5，工作頻率f=25?kHz，U1=300?V，U2=100?V。

4.2?變換器正向工作時的實驗結果分析

變換器正向工作實驗條件為，HDC處U1輸入電壓為300?V，LDC處U2輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在100?V，U2側(cè)帶負載使得正向傳輸功率為100?W。

示波器測得HDC處全橋輸出電壓Uab波形，電感電流iL波形，U1側(cè)輸出瞬時功率Pfor波形如圖10所示。圖10中顯示U1側(cè)輸出瞬時功率Pfor波形都在其橫坐標軸上方，而其橫坐標軸下方不存在波形。依據(jù)圖1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知瞬時功率波形Pfor恒大于0，表示U1側(cè)只有輸出功率沒有回流功率。事實上U1側(cè)輸出瞬時功率波形Pfor為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。

在相同的實驗條件下，測得U1側(cè)全橋輸出電壓Uab波形、U2側(cè)全橋電壓Ucd波形及電感電流iL波形如圖11所示。

變換器正向功率傳輸實驗中HDC處U1輸入電壓為300?V，LDC處U2輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在100?V。通過改變U2側(cè)負載大小，調(diào)整正向傳輸功率。實驗測得正向傳輸功率和占空比Dfwd的關系如圖12所示。隨著正向占空比Dfwd的增加，由U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)的功率也在增加。圖12顯示了變換器正向工作時，采用文中的功率傳輸模型和實驗測量得到的傳輸功率和占空比的實驗關系，實驗結果驗證了正向功率傳輸模型的正確性。

4.3?變換器反向工作時的實驗結果分析

變換器反向工作實驗條件為，LDC處U2輸入電壓為100?V，HDC處U1輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在300?V，U1側(cè)帶負載使得反向傳輸功率為100?W。

示波器測得HDC處全橋輸出電壓Uab波形，電感電流iL波形，U1側(cè)瞬時功率Prev的波形如圖13所示。圖13中顯示U1側(cè)瞬時功率Prev波形都在其橫坐標軸下方，而在其橫坐標軸上方不存在波形。按照圖1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知瞬時功率Prev恒小于0表示U1側(cè)只有流入功率沒有回流功率。事實上U1側(cè)瞬時功率Prev為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。

在相同的實驗條件下，測得U1側(cè)全橋電壓Uab波形、U2側(cè)全橋電壓Ucd波形及電感電流iL波形如圖14所示。

變換器反向功率傳輸實驗中LDC處U2輸入電壓為100?V，HDC處U1輸出電壓閉環(huán)穩(wěn)定在300?V。通過改變U1側(cè)負載大小，調(diào)整反向傳輸功率。實驗測得反向傳輸功率和占空比Drev的關系如圖15所示。隨著反向占空比Drev的增加，由U2側(cè)傳輸?shù)経1側(cè)的功率也在增加。圖15顯示了變換器反向工作時，采用文中的功率傳輸模型和實驗測量得到的傳輸功率和占空比的實驗關系，實驗結果驗證了反向功率傳輸模型的正確性。

4.4?與傳統(tǒng)移相控制的功率特性實驗對比

傳統(tǒng)單移相控制策略中，正向功率從U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)為100?W，測得U1側(cè)瞬時功率Pins的實驗波形如圖16所示。瞬時功率Pins的波形被直線Pins=0分割。按照圖1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知U1側(cè)瞬時功率Pins為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。瞬時功率波形Pins大于0的部分即在直線Pins=0上部的波形，表示U1側(cè)傳送到U2側(cè)的正向傳輸功率波形。瞬時功率波形Pins小于0的部分即在直線Pins=0下部的波形，表示U2側(cè)返送回U1側(cè)的回流功率波形。

當雙向變換器采用電感電流過零控制策略時，正向傳輸功率為100?W，U1側(cè)瞬時功率Pfor的波形如圖10所示。對比圖10和圖16，圖10中Pfor恒大于0，表示Pfor不含回流功率波形，圖16中Pins不恒大于0即存在小于0的部分，表示Pins包含回流功率波形。

當雙向隔離全橋DCDC變換器采用雙移相策略時，正向功率從U1側(cè)傳輸?shù)経2側(cè)為100?W，測得U1側(cè)瞬時功率Pins的實驗波形如圖17所示。瞬時功率Pins的波形被直線Pins=0分割。按照圖1中Uab和電感電流iL定義的方向，可知U1側(cè)瞬時功率Pins為U1側(cè)全橋輸出電壓Uab和電感電流iL的乘積。瞬時功率波形Pins大于0的部分即在直線Pins=0上部的波形，表示U1側(cè)傳送到U2側(cè)的正向傳輸功率波形。瞬時功率波形Pins小于0的部分即在直線Pins=0下部的波形，表示U2側(cè)返送回U1側(cè)的回流功率波形。

對比單移相控制的瞬時功率波形圖16和雙重移相控制的瞬時功率波形圖17，圖16中瞬時功率小于0的部分為單移相控制的回流功率，要比圖17中瞬時功率小于0的部分即雙重移相控制的回流功率大?？芍p重移相控制相比單移相控制減小了回流功率，但是仍然有回流功率。

對比雙重移相控制的瞬時功率波形圖17和電感電流過零控制下的瞬時功率波形圖10，圖17中瞬時功率含有小于0的部分即存在回流功率，而圖10中瞬時功率沒有小于0的部分即沒有回流功率。可知應用電感電流過零控制策略時，雙向變換器中沒有產(chǎn)生回流功率，控制策略起到了消除回流功率的效果。

實際上電感電流過零控制策略是從變換器的工作原理方面考慮，設計出合理的開關時序，從根本上避免雙向隔離全橋DCDC變換器中出現(xiàn)回流功率。

5?結?論

本文在分析現(xiàn)有雙向隔離直流全橋變換器功率回流問題的基礎上，提出一種新的電感電流過零控制策略。雙向隔離直流全橋變換器在電感電流過零控制策略下，不會發(fā)生功率回流現(xiàn)象，使得雙向變換器在正反向工作時都沒有回流功率。相比傳統(tǒng)移相控制策略，采用電感電流過零控制策略，可改善雙向隔離直流全橋變換器輸入輸出濾波電容的工作條件，降低開關和磁芯器件的損耗，提高雙向變換器的可靠性和工作效率。

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（編輯：姜其鋒）