張 碧 娜

(錦州師范高等?？茖W(xué)校, 遼寧 錦州 121000)

0 引 言

由于波浪是非線性的、隨機(jī)的,隨著海況不同,浪高和頻率都是時(shí)刻變化的[1]。難點(diǎn)在于將發(fā)電機(jī)發(fā)出的不穩(wěn)定變化的電能轉(zhuǎn)化為可入網(wǎng)的連續(xù)的優(yōu)質(zhì)電能[2]。在早期的換流電路中,采用最多的是晶閘管整流控制電路,該裝置的功率因數(shù)會(huì)隨著觸發(fā)角的增加而降低,這樣不僅會(huì)出現(xiàn)諧波,也增加了整個(gè)系統(tǒng)中無功功率的消耗。同時(shí),這種“諧波污染”會(huì)使電壓波形發(fā)生畸變,還會(huì)引起線路障和器件的損壞。

文中提到的基于面積等效原理[3]的脈寬調(diào)制技術(shù)PMW(Pulse Width Modulation),可以通過控制交流側(cè)的電壓和電流來控制輸出側(cè)的直流電壓和電流。PWM整流器的主要特點(diǎn)是能控制整流器網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)和正弦波形,同時(shí)滿足整流器的預(yù)期輸出。在某些特定情況甚至可以讓電能雙向傳輸。與其他具有諧波抑制和無功補(bǔ)償功能裝置相比,PWM整流器原理是從源頭上降低了對網(wǎng)側(cè)的“諧波污染”,因此是一種事先諧波抑制和無功補(bǔ)償?shù)睦硐肫骷4]。針對這個(gè)課題的重點(diǎn),本文提出電壓、電流雙閉環(huán)的PWM整流電路方案,目的是消除系統(tǒng)存在的大量諧波,使得電能轉(zhuǎn)換系統(tǒng)穩(wěn)定處于低諧波、功率因數(shù)近似于1的狀態(tài)。

1 校正功率因數(shù)原理

校正功率因數(shù)可以提高電網(wǎng)設(shè)備的利用率,提高的值可以提高有功功率的占比,同時(shí)也可以增加輸電線路的安全性,改善電網(wǎng)的電壓質(zhì)量[5]。

1.1 功率因數(shù)的定義

功率因數(shù)用于表示交流(AC)電源的有效利用率,它的數(shù)學(xué)定義是有功功率P與表觀功率S之比,即

(1)

1.2 總諧波失真系數(shù)(THD)與功率因數(shù)的關(guān)系

輸入電流的方均根值(即有效值)的計(jì)算公式為

(2)

其中n為次諧波的有效值。

總諧波失真率THD為

(3)

有

由式(1)可知,提高功率因數(shù)要符合兩個(gè)必需的標(biāo)準(zhǔn):

第1個(gè)是要使輸入側(cè)電流與電壓相位相同,即cosφ=1,第2個(gè)是要消除諧波,使輸入電流逼近正弦波,即γ≈1。

2 單相Boost-PFC電路

圖1 單相Boost-PFC整流器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of single-phase Boost-PFC rectifier

有源功率因數(shù)校正(APFC)可以作為高頻整流電路來提高功率因數(shù)。APFC電路通常有兩個(gè)控制回路:內(nèi)回路允許輸入電流與整流器之后的電壓波形相同,稱為電流環(huán)。外回路可以保持輸出電壓穩(wěn)定,稱為電壓環(huán)[6]。原理是在原來的整流電路基礎(chǔ)上加入有源器件,這樣交流側(cè)電流波形會(huì)實(shí)現(xiàn)一定程度的正弦化,使系統(tǒng)頻率和相位歸一化。最基本的單相APFC電路是在整流電路和濾波電容之間增加DC/DC轉(zhuǎn)換電路。大多采用Boost電路,通過調(diào)整Boost電路中二級(jí)管的通斷,輸入電流會(huì)自動(dòng)跟蹤監(jiān)督電壓的波形,也就是將輸入電流的波形盡量變成與輸入電壓相位一致的正弦波,且整個(gè)電路的阻抗為純阻性。這樣就避免了諧波干擾,能得到穩(wěn)定的輸出電壓,而且PF值會(huì)越來越接近1。其電路圖如圖1所示。

在圖1中,我們只要滿足以下幾個(gè)條件:開關(guān)頻率足夠高、輸入電容C足夠大、流過電感L的電流連續(xù)、輸入電壓U0是定值、電源電壓Ui波形正弦波,即Ui=Um·sin?t。則整個(gè)電路的輸入電壓 就可看做是標(biāo)準(zhǔn)的正弦半波,即Ud=|U1|=Um|sin?t|。當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí),Ud向L充電,C向負(fù)載供電,此時(shí)電感電流IL變大。當(dāng)Q關(guān)斷、二極管D導(dǎo)通時(shí),電感L兩端電壓UL反向,Ud和UL對電容供電,電感電流IL變小。

由于Boost變換器的驅(qū)動(dòng)控制電路設(shè)計(jì)與整個(gè)電路所要求達(dá)到的功率值幾乎無關(guān)。例如,一個(gè)功率在3000W以上的PFC電路與一個(gè)功率為50W的PFC電路控制器幾乎相同。所以,依據(jù)設(shè)定好的設(shè)計(jì)指標(biāo),僅需把輸入端電壓的最大最小值及其頻率范圍、最大輸出功率等都先確定出來。

2.1 升壓電感的選擇

輸入側(cè)電流值取決于電感值L,峰值紋波電流值通常為最大峰值電流的20%[7]。因此,只要先計(jì)算出最大峰值電流,再進(jìn)一步逆向推出紋波電流大小就可以選擇出合適的電感值。

輸入正弦電流的最大峰值出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處[8]:

(4)

本設(shè)計(jì)的輸出功率為1 kW,最小電網(wǎng)電壓為100 V,代入上式計(jì)算得最大峰值電流Ipk為14.14 A。進(jìn)一步得紋波電流峰峰值:ΔI=0.2×14.14=2.828 A。

工作頻率的選擇一般與功率器件、效率、輸出功率等級(jí)都有關(guān)系。如上文假設(shè)滿足的條件通常開關(guān)頻率必須得夠高才能保證變換效率。對于本文的設(shè)計(jì),折中且為了計(jì)算方便考慮,采用100 kHz頻率的開關(guān)。電感值根據(jù)最低半波整流電壓的峰值、在此峰值電壓時(shí)的占空比D以及開關(guān)的頻率來共同選擇[8]:

(5)

Vin=1.414×100=141.4 Vfs=100 kHz

由上列公式可得L=0.89 mH,取整為1 mH。

2.2 電容C的選取

輸出電容值的選擇主要由直流輸出電壓、紋波開關(guān)電流和維持時(shí)間等多種因素共同決定。本文的設(shè)計(jì)中,主要考慮的是維持時(shí)間。它指的是輸入端電網(wǎng)電壓置零后,輸出電壓仍能維持在要求范圍以內(nèi)的時(shí)間,一般情況該時(shí)長為15～50 ms[9]。維持時(shí)長是跟輸出電容、輸出電壓、負(fù)載最低工作電壓等參數(shù)相關(guān)的函數(shù)。本文系統(tǒng)中的維持時(shí)間對電容值的要求為每瓦輸出1～2 μF。輸出電容計(jì)算公式如下[9]:

(6)

上式中Pout=1 kW,Δt=50ms,V0(min)=300 V,求得C0=312.5 μF,這里選用320 μF的電解電容。

2.3 開關(guān)管和二極管的選擇

在本文電路中我們選用的是快速型的高壓二極管,查閱手冊可知它的擊穿電壓是600 V,反向恢復(fù)時(shí)間為35 ns,正向額定電流為8 A。

3 PWM跟蹤控制策略分析

為了達(dá)到預(yù)期的效果,本文采用了具有電流反饋和電壓反饋功能的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。同時(shí)采用了滯環(huán)控制方式,可實(shí)現(xiàn)對電流快速跟蹤檢測的目的。滯環(huán)PMW電路對電流的響應(yīng)快,跟蹤的誤差與滯環(huán)寬度有關(guān),不隨電流變化。圖2為單相Boost-PFC整流框圖。

圖2 單相Boost-PFC整流電路滯環(huán)比較法控制策略Fig.2 hysteresis comparison control strategy for single phase Boost-PFC rectifier circuit

電流環(huán)采用滯環(huán)控制方法,通過控制開關(guān)管Q的通斷,實(shí)際的電感電流就會(huì)自動(dòng)跟蹤。根據(jù)電感電流的公式,當(dāng)開關(guān)Q接通時(shí)電感電流增加,當(dāng)開關(guān)Q關(guān)斷時(shí)電感電流下降。通過滯環(huán)控制方法,可以保證實(shí)際的電感電流在的附近波動(dòng),波動(dòng)幅度的大小跟滯環(huán)的寬度有密切關(guān)系,即和預(yù)先給出的Δmax和Δmin固定值有關(guān)。

4 單相Boost-PFC整流電路Mtalab仿真

為了驗(yàn)證前文所闡述的單相Boost-PFC整流器的基本原理、雙閉環(huán)控制策略、以及直流母線電壓紋波抑制等理論在此課題中的正確性和最終效果,本章基于 Matlab/Simulink平臺(tái)進(jìn)行了整個(gè)發(fā)電加轉(zhuǎn)換裝置的仿真分析。Simulink可以改變元件參數(shù)或增加減少元件來得到不同的結(jié)果,非常直觀方便,正確率高[10-12]。

4.1 仿真器件的選擇

在平臺(tái)中SimPowerSystems模塊里選擇仿真器件,主要元件有:Powergui工作環(huán)境、滯環(huán)比較器(Relay)、單相交流電源、整流橋電路(Universal Bridge)、PID Control(PID控制器)、Mosfet(場效應(yīng)晶體管)、Diode(普通二極管)、Discrete Mean value(離散平均值測量器)、Scope(示波器)、Gain(濾波器)、Product(乘法器)、Divide(除法器)、Constant(輸入給定值)、Display(顯示器)等等。

4.2 仿真時(shí)系統(tǒng)各參數(shù)設(shè)置

主要的參數(shù)如下:

1) 輸入電壓(網(wǎng)側(cè)電壓)為220 V。

2) 頻率為50 Hz。

3) 輸出電壓參考值為500 V。

4) 電感值為6 MH。

5) 電容值C為320 μF。

6) DC側(cè)的負(fù)載電阻為160 Ω。

7) 整流橋系統(tǒng)中的參數(shù):Rs=1e-6F、Cs=1e-6F、Ron=0。

8) 開關(guān)管Q中采用MOSFET,其中Ron=0.001 Ω,Lon=0,Rd=0.01 Ω,Vf=0,Ic=0,Rs=1e5Ω,Cs=inf。

9) Boost電路中元件參數(shù):Ron=0.001 Ω,Lon=0,Vf=0.8 V,Ic=0,Rs=500 Ω,Cs=250e-9F。

10) 電壓外環(huán)Kvp=0.02,Kvi=5。

從下面圖3和圖4中可以明顯看出,該模擬電路穩(wěn)定運(yùn)行時(shí),交流側(cè)電流是與輸出電壓相位相同的正弦波。穩(wěn)定之后的功率因數(shù)也在0.995左右,基本接近1。

圖3 輸出電壓波形和電流波形圖Fig.3 Output voltage waveform and current waveform

圖4 交流側(cè)功率因數(shù)Fig.4 Power factor of AC side

5 結(jié) 論

6 展 望

該文章是整個(gè)研究過程的一部分,可以對Simulink模型配置、參數(shù)選擇繼續(xù)進(jìn)行研究,進(jìn)行優(yōu)化。在今后可以采用簡單的LC串聯(lián)諧振電路濾除特定的高次諧波。該文章只簡單介紹了單相控制器的功率因數(shù)的修正,在今后希望可以拓展到三相控制電路當(dāng)中,也可以推廣到大容量的電力系統(tǒng)當(dāng)中。還可以在現(xiàn)在的數(shù)字控制電路基礎(chǔ)上,將PFC控制系統(tǒng)與其他部分結(jié)合起來,如DC-DC或DC-AC變換器等,實(shí)現(xiàn)對電源整體的數(shù)控制。