張 樂，楊 強(qiáng)，趙 剛

(1．無錫太湖學(xué)院江蘇省物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用技術(shù)重點(diǎn)建設(shè)實(shí)驗(yàn)室，無錫214064;2．國網(wǎng)常熟供電公司，蘇州 215000)

0 引言

隨著社會(huì)的發(fā)展，能源短缺問題日益凸顯，同時(shí)環(huán)境污染也不斷加重，這種情況引起社會(huì)對新型清潔能源的廣泛研究。電動(dòng)汽車以其在環(huán)保節(jié)能方面的優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為新能源研究領(lǐng)域的重點(diǎn)。由于電動(dòng)汽車內(nèi)部空間和生產(chǎn)成本的限制，蓄電池快速充電技術(shù)一般需要通過大功率充電樁或充電站實(shí)現(xiàn)(15 kW或以上)，而車載充電器功率一般小于5 kW，并且目前研究的車載充電系統(tǒng)普遍存在成本高、體積大、質(zhì)量大、功率因數(shù)低、諧波污染嚴(yán)重等問題，嚴(yán)重制約了電動(dòng)汽車的發(fā)展［1］。

將電動(dòng)汽車的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)重構(gòu)成蓄電池充電系統(tǒng)，通過優(yōu)化電路拓?fù)浜涂刂撇呗裕跐M足電動(dòng)汽車充電電流質(zhì)量的同時(shí)，能夠省去額外的大功率充電器，達(dá)到降低電動(dòng)汽車的體積質(zhì)量和成本的目的，實(shí)現(xiàn)無需充電樁即可快速充電的能力，這種將驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)和充電系統(tǒng)集成的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)近年來獲得了大量的關(guān)注［2－8］。

感應(yīng)電機(jī)和永磁同步電機(jī)在驅(qū)動(dòng)充電集成化拓?fù)渲醒芯枯^多［3］，但是存在著在充電模式下可能會(huì)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的嚴(yán)重問題。采用并聯(lián)電機(jī)三相繞組，通入單相電源充電能夠避免產(chǎn)生額外的轉(zhuǎn)矩，但是充電功率受到限制［4］。此外，采用多相電機(jī)［5］結(jié)構(gòu)、分裂繞組結(jié)構(gòu)［6］，能夠通過電機(jī)內(nèi)磁場抵消或電機(jī)各相輸出的正負(fù)轉(zhuǎn)矩相抵消，以實(shí)現(xiàn)充電狀態(tài)下不輸出轉(zhuǎn)矩。另外，采用多臺電機(jī)并聯(lián)［7］同樣能實(shí)現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)矩為0，但是這些方法只適用于多相或多臺電機(jī)，可能需要對電機(jī)本體做相應(yīng)的修改，額外抽出電機(jī)繞組才能夠?qū)崿F(xiàn)，同時(shí)功率器件的增多會(huì)導(dǎo)致成本上升，且大多不能實(shí)現(xiàn)電氣隔離，或經(jīng)過電氣隔離后充電效率會(huì)大大降低。

文獻(xiàn)［8］提出了一種由LC型高頻濾波器、二極管整流器、3－H橋逆變器、磁組合變壓器、不控整流濾波電路和開繞組感應(yīng)電機(jī)組成的拓?fù)?，用于充電與驅(qū)動(dòng)集成化拓?fù)?，具有功率因?shù)高、電氣隔離、單級升/降壓等優(yōu)點(diǎn)，但是同樣的，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜，功率器件較多，成本相應(yīng)較高。

目前，在電動(dòng)汽車中永磁電機(jī)應(yīng)用較為廣泛，但由于電機(jī)內(nèi)永磁體的存在，電機(jī)繞組電感值一般較小，用于電動(dòng)汽車集成車載大功率充電時(shí)，充電電流紋波和網(wǎng)側(cè)電流紋波會(huì)較大，造成充電質(zhì)量下降，并且網(wǎng)側(cè)電流THD大，因此，無永磁體電機(jī)更適用于集成車載大功率充電系統(tǒng)。12/10極電勵(lì)磁雙凸極電機(jī)(以下簡稱DSEM)是一種結(jié)構(gòu)簡單、運(yùn)行可靠、寬轉(zhuǎn)速范圍且功率密度高的電機(jī)，又稱游標(biāo)電機(jī)，不同于傳統(tǒng)DSEM。通過結(jié)構(gòu)優(yōu)化，該電機(jī)能夠形成類似于無刷直流電機(jī)的方波反電動(dòng)勢，并能夠以方波或正弦波電流進(jìn)行正常驅(qū)動(dòng)，從而克服了雙凸極電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大的固有缺陷，成為電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)電機(jī)的可靠選擇［9］。此外，由于DSEM繞組自感大、自感大小恒定、蓄電池充電模式下能夠不產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩，所以無需采用多相電機(jī)結(jié)構(gòu)和多余的功率變換器，且充電運(yùn)行時(shí)電流紋波小，特別適用于電動(dòng)汽車集成化充電系統(tǒng)。

本文研究了一種基于12/10極DSEM的集成車載大功率充電器，將該電機(jī)勵(lì)磁繞組復(fù)用為前級DC/DC變換器中的電感，電樞繞組復(fù)用為充電狀態(tài)時(shí)三相橋式整流器的濾波電感，以正弦波脈寬調(diào)制(以下簡稱SPWM)和空間矢量脈寬調(diào)制(以下簡稱SVPWM)兩種方式對三相橋式整流器進(jìn)行控制，實(shí)現(xiàn)充電時(shí)電流紋波小、無轉(zhuǎn)矩輸出等特點(diǎn)，并通過仿真驗(yàn)證了所述系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)較好的充電特性，為電動(dòng)汽車大功率充電應(yīng)用提供了一種新的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

1 大功率集成化充電系統(tǒng)

1．1 DSEM結(jié)構(gòu)及轉(zhuǎn)矩模型

圖1為一種新型的DSEM。該電機(jī)定轉(zhuǎn)子極數(shù)分別為12極和10極，由電樞繞組、勵(lì)磁繞組以及定轉(zhuǎn)子組成，電樞繞組與勵(lì)磁繞組均位于定子槽間，六相繞組兩兩反向串聯(lián)，電磁特性高度互補(bǔ)，形成類似于無刷直流電機(jī)的方波反電動(dòng)勢，從而相比于傳統(tǒng)DSEM能夠有效降低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

圖1 12/10極DSEM

根據(jù)DSEM的基礎(chǔ)理論，其輸出電磁轉(zhuǎn)矩的表達(dá)式:

式中:Te為輸出轉(zhuǎn)矩;Tsr為自感磁阻轉(zhuǎn)矩;Tmr為互感磁阻轉(zhuǎn)矩;Tf為勵(lì)磁轉(zhuǎn)矩;ia，ib，ic為三相電流;La，Lb，Lc為三相自感;Lab，Lbc，Lca為電樞繞組間三相互感;Laf，Lbf，Lcf為電樞繞組與勵(lì)磁繞組間三相互感;θ為轉(zhuǎn)子機(jī)械角度。

由于12/10極DSEM電樞繞組自感和電樞繞組間互感值大小恒定，由式(2)、式(3)可知，其充電狀態(tài)下自感磁阻轉(zhuǎn)矩和互感磁阻轉(zhuǎn)矩大小均為0，故其輸出轉(zhuǎn)矩中僅勵(lì)磁轉(zhuǎn)矩不為0。為了使系統(tǒng)在充電模式工作時(shí)總的輸出轉(zhuǎn)矩為0，避免產(chǎn)生額外的損耗，所以，在所提集成化充電系統(tǒng)中，該12/10極DSEM勵(lì)磁繞組分為兩段，在充電模式時(shí)，兩段勵(lì)磁繞組反向串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)去磁充電，從而使得電機(jī)在充電時(shí)能夠不產(chǎn)生額外的轉(zhuǎn)矩。

1．2 系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2為基于12/10極DSEM的集成化充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其主電路由蓄電池、前級DC/DC變換器、后級三相逆變器、DSEM、切換開關(guān)等構(gòu)成。前級DC/DC變換器由DSEM的兩段勵(lì)磁繞組、6個(gè)開關(guān)管Q1～Q6和2個(gè)二極管D1～D2構(gòu)成，DC/DC變換器輸出端接電容C，作為后級逆變器的輸入，雙凸極電機(jī)電樞繞組一端接逆變器的輸出，另一端連接至三刀雙擲切換開關(guān)K1。

在正常電機(jī)驅(qū)動(dòng)模式下，切換開關(guān)K1連接至線路1，使得電機(jī)三相中性點(diǎn)Y型連接，切換開關(guān)K2閉合，前級 DC/DC變換器以交錯(cuò)并聯(lián)四管Buck/Boost變換器進(jìn)行工作，能夠同時(shí)控制電機(jī)勵(lì)磁繞組電流大小和輸出直流母線電壓大小，然后級聯(lián)逆變器后驅(qū)動(dòng)DSEM。在電池充電模式下，切換開關(guān)K1連接至線路2，即電機(jī)三相中性點(diǎn)斷開并連接至三相電網(wǎng)，切換開關(guān)K2打開，驅(qū)動(dòng)工作時(shí)的逆變器作為三相橋式整流器，而前級DC/DC變換器用作為Buck形式的變換器。當(dāng)三相插座連接電網(wǎng)后，電網(wǎng)提供的三相交流電，經(jīng)過三相橋式整流器整流后變?yōu)橹绷麟?，再?jīng)過DC/DC變換器后實(shí)現(xiàn)恒流充電。

圖2 大功率集成化充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 系統(tǒng)充電模式工作原理

充電模式下的控制器由兩部分組成，一個(gè)是前級DC/DC變換器用于控制恒流充電的電流閉環(huán)控制器;另一個(gè)用于三相橋式整流器的電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的三相電壓型PWM控制器。

2．1 前級DC/DC變換器控制策略

圖3為充電模式下前級DC/DC變換器電流回路示意圖。當(dāng)開關(guān)管Q3或Q6以PWM方式工作時(shí)，DC/DC變換器能夠工作于Buck模式，通過調(diào)節(jié)占空比的大小即可調(diào)節(jié)充電電流的大小。由于Buck變換器輸出類似于恒流源，從而便于實(shí)現(xiàn)電池恒流充電。此外，通過兩段勵(lì)磁繞組串聯(lián)，其通過的電流大小相等，方向相反，使得雙凸極電機(jī)一半?yún)^(qū)域產(chǎn)生正轉(zhuǎn)矩，另一半?yún)^(qū)域產(chǎn)生負(fù)轉(zhuǎn)矩，從而相互抵消，在充電模式下整體對外不產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩，不會(huì)產(chǎn)生額外的能量損耗。

圖3 前級DC/DC變換器充電模式電流回路

2．2 基于SPWM的三相橋式整流器工作原理

SPWM將與期望輸出電壓頻率相同的正弦波用作調(diào)制波，以高頻三角波為載波，通過二者交截來確定開關(guān)管的通斷，最終獲得脈寬時(shí)間占空比按正弦規(guī)律變化的脈沖序列。

圖4為基于SPWM的三相橋式整流器控制框圖。該系統(tǒng)由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)嵌套構(gòu)成，電壓給定信號與實(shí)際直流側(cè)電壓輸出Udc作差后，作為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸入，輸出為直軸電流給定信號，而交軸電流給定設(shè)為0。電機(jī)三相電樞繞組電流信號經(jīng)過Clarke變換和Park變換后轉(zhuǎn)變?yōu)榻惠S電流分量和直軸電流分量，與給定交直軸分量做差后，作為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸入，再經(jīng)過Park以及Clarke逆變換轉(zhuǎn)變?yōu)槿囔o止坐標(biāo)系下的電壓信號Ua，Ub，Uc，通過SPWM 模塊輸出 PWM信號控制三相橋式整流器。

圖4 基于SPWM的三相橋式整流器控制框圖

2．3 基于SVPWM的三相橋式整流器工作原理

SPWM由于存在固有的死區(qū)延時(shí)、以及電壓利用率不高的問題，其實(shí)際控制性能較差。而SVPWM是直接跟蹤控制電機(jī)的圓形旋轉(zhuǎn)磁場，以此產(chǎn)生準(zhǔn)圓形旋轉(zhuǎn)磁場和恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。相比于一般用于三相橋式整流器的SPWM，SVPWM具有以下優(yōu)點(diǎn):電壓利用率提高15．47%;開關(guān)次數(shù)可以減少1/3;動(dòng)態(tài)性能好;網(wǎng)側(cè)輸入電流正弦度高;諧波污染小等［10］。

圖5為基于SVPWM的三相橋式整流器控制框圖。與圖4基于SPWM的控制器類似，通過坐標(biāo)變換實(shí)現(xiàn)解耦控制，差異在于SVPWM模塊的輸入量為Uα，Uβ和Udc，相比于圖4的控制器，在坐標(biāo)變換中無需Clarke逆變換的過程。

圖5 基于SVPWM的三相橋式整流器控制框圖

3 仿真分析

3．1 DSEM 有限元仿真

表1為仿真所用DSEM的電機(jī)結(jié)構(gòu)參數(shù)，通過ANSYS軟件，以該電機(jī)參數(shù)搭建了如圖6所示的12/10極DSEM有限元仿真模型。在額定轉(zhuǎn)速條件下，當(dāng)兩段勵(lì)磁繞組均通入40 A勵(lì)磁電流后，電機(jī)每相電樞繞組反電動(dòng)勢波形如圖7所示，其反電動(dòng)勢波形類似于無刷直流電機(jī)(以下簡稱BLDCM)，故能夠以BLDCM的三相導(dǎo)通模式運(yùn)行，不同于傳統(tǒng)的DSEM的兩相導(dǎo)通運(yùn)行模式，該電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)能夠大大減小，因此能夠適用于電動(dòng)汽車的應(yīng)用。

表1 仿真用DSEM結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖6 12/10極DSEM有限元模型

圖7 12/10極DSEM反電動(dòng)勢波形

3．2 基于SPWM控制的三相橋整流器仿真

在DSEM有限元仿真模型的基礎(chǔ)上，搭建了基于Simplorer的功率變換器模型和基于MATLAB的控制器模型，仿真參數(shù)如表2所示。

表2 仿真系統(tǒng)參數(shù)

基于SPWM的充電穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果如圖8所示。其中，充電側(cè)電池上串聯(lián)了一個(gè)負(fù)載電阻，作為額外的負(fù)載以驗(yàn)證系統(tǒng)更高功率的充電能力。當(dāng)負(fù)載電阻大小為10 Ω時(shí)，相電流穩(wěn)態(tài)峰值大小為85 A。從圖8中可以看出，直流側(cè)電壓幾乎沒有波動(dòng)，交流側(cè)電流紋波較小，且功率因數(shù)高，故充電模式下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能較好。此外，對交流側(cè)相電流總諧波失真(THD)進(jìn)行了定量分析，通過POWERGUI的快速傅里葉分解，選定10個(gè)周期，分析結(jié)果如圖9所示，其總諧波量5．60%，諧波分量主要集中在2、4、6次諧波，諧波含量均在0．25%以下，諧波含量基本能夠滿足電網(wǎng)對諧波含量要求。

基于SPWM的充電起動(dòng)過程直流側(cè)母線電壓大小如圖10所示，該電壓有20 V左右的超調(diào)，調(diào)節(jié)時(shí)間為5．8 ms，并在8 ms左右進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。

圖8 基于SPWM的充電穩(wěn)態(tài)仿真

圖9 基于SPWM控制的充電穩(wěn)態(tài)電流THD分析

圖10 基于SPWM的充電起動(dòng)過程直流母線電壓仿真波形

充電加載過程如圖11所示，在系統(tǒng)通入三相電網(wǎng)電源后，交流側(cè)電流通過SPWM，能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率因數(shù)調(diào)制，相電流幅值大小約為30 A。當(dāng)仿真時(shí)間為0．2 s時(shí)，在整流后的母線電壓上串聯(lián)一個(gè)10 Ω的負(fù)載電阻，用以考察負(fù)載切換工況下的仿真結(jié)果，經(jīng)過一個(gè)工頻周期后，電流波形逐漸穩(wěn)定，電流幅值大小上升為85 A，同時(shí)直流側(cè)電壓大小也逐漸穩(wěn)定在600 V，動(dòng)態(tài)性能較好。

圖11 基于SPWM的充電加載過程仿真

3．3 基于SVPWM的三相橋整流器仿真

采用SVPWM的仿真條件與仿真過程均與采用SPWM的相同，以保證在相同工作條件下比較其動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。圖12為電池串聯(lián)10 Ω負(fù)載電阻時(shí)穩(wěn)態(tài)交流側(cè)電壓、電流波形和直流側(cè)電壓波形。與采用SPWM相似，直流側(cè)電壓、交流側(cè)電流紋波均較小，且功率因數(shù)高，故系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能較好。選定相電流波形10個(gè)周期后，對交流側(cè)相電流THD進(jìn)行了定量分析，得到如圖13所示的分析結(jié)果，其諧波量為3．04%，相比 SPWM 的 5．60%有所減少，SVPWM的諧波分量主要集中在8次、9次諧波，諧波含量均在0．7%以下，能夠滿足電網(wǎng)對諧波含量要求。

圖14為采用SVPWM的充電起動(dòng)過程直流母線電壓仿真波形。相比于圖10的采用SPWM，該電壓沒有超調(diào)，在7 ms左右即進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，采用SVPWM的動(dòng)態(tài)性能要好于采用SPWM的。

圖12 基于SVPWM的充電穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果

圖13 基于SVPWM的充電穩(wěn)態(tài)電流THD分析

圖14 基于SVPWM的充電起動(dòng)過程直流母線電壓仿真波形

充電加載過程如圖15所示，在通入三相電網(wǎng)電源后，初始相電流幅值大小同樣為30 A左右，但相比于圖11的相電流波形，其電流紋波明顯減小。當(dāng)仿真時(shí)間為0．2 s時(shí)，在整流后的母線電壓上串聯(lián)一個(gè)10 Ω的負(fù)載電阻，用以考察負(fù)載切換工況下的仿真結(jié)果，在經(jīng)過半個(gè)工頻周期后，電流波形逐漸穩(wěn)定，電流幅值大小上升為85 A，同時(shí)直流側(cè)電壓大小也逐漸穩(wěn)定在600 V，相比于SPWM控制動(dòng)態(tài)性能更佳。

圖15 基于SVPWM的充電加載過程仿真

3．4 電池充電聯(lián)合仿真

基于ANSYS和MATLAB軟件對系統(tǒng)充電過程進(jìn)行了20 kW的有限元聯(lián)合仿真，通過有限元聯(lián)合仿真，能夠較為準(zhǔn)確地得到電機(jī)上的鐵耗和銅耗大小，并且考慮電力電子器件的開關(guān)和導(dǎo)通損耗，從而仿真結(jié)果更為準(zhǔn)確。

當(dāng)電池電壓為200 V，串聯(lián)4．2 Ω時(shí)，電池充電電流波形如圖16所示。電流經(jīng)3．25 ms到達(dá)穩(wěn)態(tài)，從圖16中可以看出，穩(wěn)態(tài)時(shí)電流能夠穩(wěn)定于給定電流附近，在45 A上下波動(dòng)，紋波電流大小為10 A，該紋波與電機(jī)勵(lì)磁繞組電感和開關(guān)頻率有關(guān)，與三相橋式整流器的輸出電壓大小相關(guān)。電池充電電流受到DC/DC變換器的電流滯環(huán)控制，由于采用SPWM和SVPWM兩種控制方式下直流母線電壓大小相差不大，所以兩種控制方式下電池側(cè)充電電流波形相同。

圖16 電池充電電流仿真波形

圖17 為20 kW充電模式穩(wěn)態(tài)時(shí)的電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩。其輸出轉(zhuǎn)矩平均值為0，輸出轉(zhuǎn)矩幅值為1．3 N·m，頻率為100 Hz，該輸出轉(zhuǎn)矩主要由電機(jī)的凸極效應(yīng)和電機(jī)磁場不平衡引起，可能會(huì)導(dǎo)致充電狀態(tài)時(shí)電機(jī)產(chǎn)生振動(dòng)噪聲和額外的損耗，但由于該轉(zhuǎn)矩相比于額定轉(zhuǎn)矩38 N·m較小，而與電機(jī)齒槽轉(zhuǎn)矩大小相近，故產(chǎn)生的振動(dòng)噪聲能夠忍受。

圖17 充電模式下電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩

圖18 為電網(wǎng)穩(wěn)態(tài)輸出瞬時(shí)功率。該輸出功率近似為20 kW，經(jīng)過計(jì)算可以得知，電池側(cè)輸出功率近似為17．5 kW，故系統(tǒng)在20 kW時(shí)充電效率為87．5%。系統(tǒng)損耗包含電機(jī)電樞繞組和勵(lì)磁繞組的銅耗、電機(jī)鐵耗和電力電子器件的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，其中仿真得到的電機(jī)鐵耗為400 W左右，由于仿真時(shí)電機(jī)繞組的電阻值設(shè)置相對較大，系統(tǒng)損耗中銅耗占比較大，且該系統(tǒng)中電機(jī)未針對集成化驅(qū)動(dòng)充電系統(tǒng)進(jìn)行專門的優(yōu)化，從而導(dǎo)致了該系統(tǒng)效率小于傳統(tǒng)大功率DC/DC變換器，如若電機(jī)設(shè)計(jì)合理，系統(tǒng)效率將明顯上升。

圖18 電網(wǎng)輸出瞬時(shí)功率仿真波形

5 結(jié)語

本文主要圍繞基于12/10極DSEM的集成化驅(qū)動(dòng)充電系統(tǒng)，從理論分析和仿真研究等方面，對該系統(tǒng)的充電特性展開了研究。本文介紹了DSEM的結(jié)構(gòu)和轉(zhuǎn)矩模型，通過ANSYS/Simplorer和MATLAB軟件，搭建了基于12/10極DSEM的有限元聯(lián)合仿真系統(tǒng)模型，對比分析了SPWM控制器和SVPWM控制器的原理和仿真結(jié)果，得出SVPWM動(dòng)態(tài)性能更好的結(jié)論，并且驗(yàn)證了該系統(tǒng)充電時(shí)電網(wǎng)側(cè)諧波含量低、充電電流紋波小、輸出脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩小的特點(diǎn)，證明了該集成化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性。