(中國空間技術研究院 西安分院，西安710100)

1 引 言

現(xiàn)代通信標準采用高階調(diào)制方式來提高數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率，這導致高峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)值。不幸的是，高PAPR降低了傳統(tǒng)射頻(Radio Frequency,RF)功放(Power Amplifier,PA)的轉換效率。故提高PA大回退功率處的效率成為國內(nèi)外的研究焦點。

Doherty放大器技術因回退功率處效率高而得到重視。然而，傳統(tǒng)Doherty負載調(diào)制僅回退6 dB，而現(xiàn)代通信(如LTE、5G、WiMAX)PAPR 典型范圍為8～12 dB。

限制傳統(tǒng)Doherty放大器在現(xiàn)代通信中應用的另一個因素是帶寬，實際傳統(tǒng)Doherty放大器有限的帶寬(<10%[1])不能滿足寬帶工作的需要，因為長期演進(Long-Term Evolution,LTE) Advanced所需聚合帶寬大于100 MHz。再者，當舊的無線標準需要向下兼容時，寬帶放大器可減小硬件冗余。

近年來，Qureshi提出將管子輸出電容和引線電感吸收進類集總傳輸線(Quasi-lumped Transmission Line)阻抗變換器中，這是增加傳統(tǒng)Doherty帶寬的關鍵。文獻[1-2]幾乎獨立地提出非對稱漏極偏置可以擴展Doherty的工作帶寬。另外，文獻[3]指出結合混合輸入信號和非對稱偏置還可以擴展寬帶Doherty功率回退范圍，通過調(diào)節(jié)主功放的漏極偏壓，使得Doherty在很大功率回退范圍保持較高的效率。文獻[4]從理論上推導出通過調(diào)節(jié)主功放的漏壓和輔助功放的柵壓可以控制回退功率,實現(xiàn)寬帶Doherty的效率可重構，然而靠手動調(diào)節(jié)偏壓在試驗階段是可行的，在工程應用中，現(xiàn)行的移動通信系統(tǒng)多采用高PAPR的非恒定包絡調(diào)制方式，若采用手動調(diào)節(jié)偏壓明顯增加了時間成本和人力成本。

本文提出采用包絡跟蹤(Envelope Tracking，ET)的方法來實現(xiàn)根據(jù)輸入信號的包絡大小自適應調(diào)節(jié)主功放的漏壓和輔助功放的柵壓，仿真設計結果驗證了此方法的正確性和有效性。

2 固定偏壓的寬帶Doherty設計

為了包絡跟蹤的寬帶Doherty設計，以及方便其研究比較，先設計固定偏壓下的Doherty。主輔功放均選用Cree公司CGH40010F，如圖1所示，兩管子輸出端通過類集總λ/4傳輸線連接,其特性阻抗ZT和電長度θ可通過文獻[5]中提出的解析公式直接求出。主功放偏置在深AB類，柵極偏壓為-2.9 V；輔助功放偏置在C類，漏極偏壓取56 V[2]。兩管子采用相同的輸入匹配，先用微帶線和RC并聯(lián)使管子工作在穩(wěn)定區(qū)，再通過一段傳輸線將輸入阻抗變換為實數(shù)，最后通過Klopfenstein漸變線寬帶匹配到50 Ω。

圖1 固定偏壓的寬帶Doherty原理圖Fig.1 Schematic circuit diagram of broadband Doherty with fixed bias

對固定偏壓的寬帶Doherty，根據(jù)文獻[4]中理論，調(diào)節(jié)低的主功放漏偏和高的輔助功放柵偏可實現(xiàn)回退效率可調(diào)。圖2是在ADS(Advanced Design System)環(huán)境下設計回退功率X分別為6 dB、8 dB、10 dB時得到的PAE(Power Added Efficiency)曲線，驗證了可以通過調(diào)節(jié)主功放的漏偏和輔助功放的柵偏來控制回退功率大小。圖3和圖4分別是1.0 GHz和1.4 GHz時PAE在不同的功率回退范圍的變化情況，表明回退效率在回退范圍X增加時有所降低，這是因為主功放在低漏壓時受導通電阻Ron影響較大。主功放的漏壓和輔助功放的柵壓偏置條件，如表1所示。1.2 GHz時的增益如圖5所示，X為6 dB、8 dB、10 dB偏置條件下，由于X=10 dB時是小功率輸入，主功放的漏壓較低，故增益較小，但當輸出功率接近飽和時，增益與X為6 dB和8 dB相差不大。

圖2 1.2 GHz時固定偏壓與ET情況下PAEFig.2 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.2 GHz

圖3 1.0 GHz時固定偏壓與ET情況下PAEFig.3 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.0 GHz

圖4 1.4 GHz時固定偏壓與ET情況下PAEFig.4 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.4 GHz

表1 回退范圍X為6 dB、8 dB、10 dB對應的偏置條件Tab.1 Bias condition for back-off level X=6,8,10 dB

圖5 1.2 GHz時固定偏壓與ET情況下增益Fig.5 Simulated gain for fixed bias and ET at 1.2 GHz

3 ET寬帶Doherty設計

為了減小手動調(diào)節(jié)固定偏壓的寬帶Doherty的人力和時間成本，筆者提出基于ET的Doherty。電路設計的原理圖如圖6所示，射頻輸入經(jīng)過弱耦合分出少量調(diào)制信號，調(diào)制信號中攜帶全部的包絡信息，經(jīng)過線性放大器和二極管包絡檢波得到包絡電壓，通過壓控電壓源和直流電壓源的組合來為主功放的漏極和輔助功放的柵極提供偏壓。絕大部分射頻信號輸入功分器分配給主功放和輔助功放參與功率放大，最后經(jīng)過輸出端合成網(wǎng)絡輸出。

ET電路中線性放大器的增益60 dB，檢波二極管RS=2 Ω，Cj0=5 fF，考慮到二極管的輸出包絡電壓主要受射頻輸入包絡的控制，而壓控電壓源的輸出電壓與檢波二極管的輸出包絡電壓成線性關系，為了讓壓控電壓源和直流電壓源的組合逼近表1，提出線性映射的方法，以主功放漏壓為例闡述其原理：

(1)先給壓控電壓源增益GD、GD1初設一個初始值，如表2第二列所示Vdm;直流電壓源初始值為0，即短路。

表2 不同回退范圍下Vdm和的對應關系Tab.2 The correspondence of Vdm with at different back-off levels

(2)將仿真結果圖7在小功率(Pin=18 dBm)和大功率(Pin=34 dBm)兩處給出的Vdm按線性對應關系V′=aV+b投影，求得參數(shù)a=0.245 098,b=14.651 96,aGD=3.756 373×10-3。

圖7 初始值情況下偏壓V隨Pin變化Fig.7 The bias voltage versus the input power in the initial condition

(3)返回電路修改GD為aGD，直流電壓源Vdc為b。

(4)同樣的方法計算Vga、aGD、b，如表3所示。

表3 對應關系及a、b、aGD計算結果Tab.3 The correspondence and calculated results of a,b and aGD

經(jīng)過線性計算后偏壓Vdm、Vga如圖8所示，在不同的功率回退，符合表1中的偏壓。當然亦可以通過改變線性映射關系來設計最大回退范圍，達到應用要求的ET寬帶Doherty。

圖8 線性映射后偏壓V隨Pin變化Fig.8 The bias voltage versus the input power after the linearity mapping

包含ET的寬帶Doherty的PAE如圖2～4，可以看出在10 dB功率回退范圍，效率明顯高于X=10 dB固定偏置，原因是固定偏置主功放很低的漏壓在高功率區(qū)域嚴重降低了Doherty的增益(如圖5～7)，造成效率下降。為了檢測ET的引入是否造成線性度的惡化，圖9比較了1.2 GHz±5 MHz固定偏置與ET下的IM3，可以看到無論是上邊帶還是下邊帶均沒有惡化。

圖9 1.2 GHz±5 MHz固定偏置與ET下的Doherty IM3對比Fig.9 The IM3 comparison between fixed bias and ET at 1.2 GHz±5 MHz

4 結 論

本文提出的包絡跟蹤寬帶Doherty設計中采用線性映射來降低ET設計的難度，根據(jù)輸入信號包絡大小映射主功放漏極偏壓和輔助功放的柵極偏

壓，實現(xiàn)效率在大動態(tài)范圍內(nèi)較固定偏壓Doherty放大器提高了8%。引入包絡跟蹤顯著降低了寬帶Doherty手動調(diào)節(jié)偏壓的人力成本和時間成本，為此類放大器設計提供了參考。