楊佳， 曼蘇樂， 楊晨

(1.上海交通大學(xué) 電氣工程系 ，上海 200030；2.國網(wǎng)蘇州供電公司,江蘇 蘇州 215008)

0 引 言

VIENNA整流器具有功率密度高，開關(guān)損失小，體積小等優(yōu)點(diǎn)，是一種基于三相三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的整流器。近年來也成為了電力電子學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的重要研究對象。因而VIENNA整流器相關(guān)領(lǐng)域有大量的控制策略得以應(yīng)用，例如空間電壓矢量控制、直接電流控制等。本文搭建了VIENNA整流器試驗(yàn)平臺，并對基于電壓定向SVPWM控制和基于物理解耦的單周期策略兩種控制策略進(jìn)行了仿真分析和試驗(yàn)分析。

1 VIENNA整流器的控制原理

1.1 VIENNA整流器的數(shù)學(xué)模型

如圖1所示，VIENNA整流器由3個獨(dú)立的橋臂組成，而每個橋臂由2個功率二極管和一個可控雙向開關(guān)組成，而該可控雙向開關(guān)由兩個N道溝增強(qiáng)型MOSFET組成[1]。圖1中Sa、Sb、Sc等雙向開關(guān)皆由如上所示兩個MOSFET構(gòu)成。

圖1 VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

由圖1可知，VIENNA整流器的電壓方程為：

(1)

式中:Ua、Ub、Uc為三相輸入電壓;La、Lb、Lc為三相各輸入電感;UON為輸出電壓中點(diǎn)到三相輸入中性點(diǎn)的電壓;UaO、UaO、UaO為整流器各相的輸入電壓。

對于三相對稱系統(tǒng)而言，當(dāng)輸出測電容電壓平衡時，UCp=UCn=Udc/2，由此可知

(2)

式中:UON為輸出電壓中點(diǎn)到三相輸入中性點(diǎn)的電壓;UaO、UaO、UaO為整流器各相的輸入電壓。

1.2 SVPWM控制策略工作原理

SVPWM控制策略工作原理如下：就橋臂D1-D2而言，當(dāng)開關(guān)Sa開通時，整流器的輸入端電壓鉗于輸出側(cè)電壓中點(diǎn)；當(dāng)開關(guān)Sa關(guān)斷時，整流器的輸入端電壓為+Udp(正半周電容電壓)或-Udn(負(fù)半周電容電壓)，輸入電壓極性與輸入電流方向正負(fù)半周相關(guān)。根據(jù)以上原理，橋臂D1-D2有“1”，“0”，“-1”等3個開關(guān)狀態(tài)，即整流器的輸入端被分別鉗位于輸出側(cè)電壓的正極、中點(diǎn)和負(fù)極。同樣，可以根據(jù)此分析方法對B、C兩相進(jìn)行相同分析[2]。

整流器由3個橋臂組成，而每個橋臂可以有3個開關(guān)狀態(tài)，但由于VIENNA整流器結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，[1 1 1] 和[-1 -1 -1]這兩個開關(guān)狀態(tài)并不存在，因此總的開關(guān)狀態(tài)數(shù)為33- 2 = 25，這25個開關(guān)狀態(tài)一共產(chǎn)生了19個不同的電壓矢量，開關(guān)狀態(tài)及空間矢量如圖2所示。

圖2 VIENNA整流器的空間矢量圖

SVPWM控制策略有其固有的控制要求，在電壓的調(diào)制過程中，必須保證電壓矢量與電流矢量同極性。在控制過程中，根據(jù)電流極性的不同，將整個空間矢量平面劃分為6個電流扇區(qū)，劃分方法如圖2所示，并依次命名為電流扇區(qū)(SI)I,II,III,IV,V,VI。同樣，將對應(yīng)電流扇區(qū)根據(jù)電壓矢量調(diào)制的需求劃分為6個小扇區(qū)，依次命名為電壓扇區(qū)(SV)1,2,3,4,5,6。

SVPWM控制策略中的矢量調(diào)制采用的是常用的7段脈沖法。根據(jù)電壓矢量的電流扇區(qū)和小扇區(qū)位置，選擇合適的空間矢量調(diào)制對應(yīng)SVPWM脈沖波形。根據(jù)伏秒平衡原理，可以得到矢量作用時間方程如下:

(3)

式中:V0、V1、V2為根據(jù)電壓矢量所在扇區(qū)劃分選擇的小矢量、大矢量、中矢量;Ts為控制開關(guān)周期，T0、T1、T2分別為小矢量、大矢量、中矢量作用時間。根據(jù)式(3)可以解得各矢量作用，從而得到對應(yīng)SVPWM波形。

以圖2所示電壓矢量為例，電壓矢量uαβ位于電流扇區(qū)的第I扇區(qū)，同時位于該電流扇區(qū)的第1電壓扇區(qū)(即電流扇區(qū)SI=I，電壓扇區(qū)SV=1)時，開關(guān)控制脈沖序列為100-000-010-011-010-000-100，其中小矢量作用時間為T0，大矢量作用時間為T1，中矢量作用時間為T2，其對應(yīng)的SVPWM波形如圖3所示。

圖3 SVPWM三相脈沖波形

1.3 物理解耦的單周期控制方案

對三相三線制VIENNA整流器進(jìn)行解耦有一個重要的前提，解耦的系統(tǒng)必須是三相對稱系統(tǒng)，如果三相偏差過大，則電流環(huán)需要保證三相功率平衡，才能實(shí)現(xiàn)解耦[3]。在滿足系統(tǒng)對稱性的前提下，可以將三相三線VIENNA整流器解耦，可等效為三個單相三電平整流器的并聯(lián)。其中單個單相三電平整流器的結(jié)構(gòu)如圖4所示(以A相為例)[4]。

圖4 單相三電平整流器主電路(A相)

為了簡化推導(dǎo)過程，分析穩(wěn)態(tài)特性，先作以下假定：

(1)忽略電感中的電流紋波，電路處于準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)，且運(yùn)行與CCM模式；

(2)輸入電壓頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率，輸入電壓ua、電感電流ia、電容電壓Udp、Udn在一個開關(guān)周期內(nèi)可以認(rèn)為是恒定值；

(3)電路中各元件設(shè)定為理想元件。

基于以上假定，使用狀態(tài)平均法[5]6-15可得到電感的平均狀態(tài)方程。以A相為例，所得平均狀態(tài)方程

(4)

式中:符號ia為A相電感電流的開關(guān)周期平均值;Ua為A相輸入電壓的開關(guān)周期平均值;Udp為正向電容電壓Udp的開關(guān)周期平均值;Udn為負(fù)向電容電壓Udn的開關(guān)周期平均值;UON為輸出電壓中點(diǎn)到三相輸入中性點(diǎn)的電壓的開關(guān)周期平均值;La為A相輸入電容;d為占空比。如果將輸入電壓和電感電流都取絕對值，則整流器在正、負(fù)兩半周內(nèi)方程相同，故只對正半周進(jìn)行分析。

使用擾動法以及線性化[5]15-18，可得電路的靜態(tài)工作點(diǎn)方程以及線性化之后的小信號交流模型。

Ua-UON=(1-D)Udp

(5)

(6)

由以上方程可得到電感電流對占空比的傳遞函數(shù)

(7)

式中:Udp為正向電容Cp上的電壓;La為A相輸入電容;ia為A相輸入電流。

2 仿真分析

為了對以上兩種控制策略進(jìn)行比較分析，在Simulink仿真環(huán)境下建立了仿真電路，具體仿真參數(shù)為：三相3線制輸入110 V/50 Hz，輸出端DC 400 V；開關(guān)頻率f=12.8 kHz，輸出最大功率Pmax=1.5 kW，三相輸入電感L=400 μH，輸出側(cè)兩濾波電容Cp=Cn=440 μF。

圖5給出了兩種控制策略下VIENNA整流器的輸入電壓、輸入電流波形。仿真系統(tǒng)中測得SVPWM控制策略的輸入電流的THD=8.31%，單周期控制策略的輸入電流的THD=10.77%。

圖5 兩種控制策略下的整流器A相輸入電壓、輸入電流仿真波形

3 試驗(yàn)分析

為了對兩種控制策略仿真結(jié)果進(jìn)行比較驗(yàn)證，采用DSP芯片tms320f28346制作了一臺三相3線制VIENNA整流器試驗(yàn)樣機(jī)，進(jìn)行試驗(yàn)對比。

試驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)為：電源線電壓Un=110 V，直流母線電壓Udc=220 V，輸入側(cè)相電感La=0.4 mH，直流母線電容Cp=Cn=440 μF，最大輸出功率Pmax=1.5 kW。

圖6 兩種控制策略下的整流器A相輸入電壓、輸入電流試驗(yàn)波形

SVPWM控制策略和單周期控制策略的輸入電壓、輸入電流試驗(yàn)的波形分別如圖6所示。而兩種控制策略對應(yīng)的輸入電流波形諧波如圖7所示，SVPWM控制策略的輸入電流的THD=3.10%，單周期控制策略的輸入電流的THD=3.05%。

從波形及THD分析中，可以得知SVPWM控制策略的諧波主要為低次諧波，而單周期控制策略的諧波中低次諧波分量低于SVPWM控制策略，主要集中于開關(guān)頻率分段。因此，采用SVPWM控制策略相較于單周期控制策略，具有較小的開關(guān)損耗。

圖7 兩種控制策略下的整流器輸入電流諧波分析

4 結(jié)束語

綜上所述，在VIENNA整流器中，采用SVPWM控制策略與

單周期PFC控制策略都可以得到較小的THD，而采用SVPWM控制策略得到的輸入電流波形具有更小的高次諧波分量，因而具有更小的開關(guān)損耗。從提高整流器的整體效率的角度考慮，SVPWM控制策略是一種更為理想的控制方法。