陳 榮, 張 洋

(1. 鹽城工學(xué)院 電氣學(xué)院， 江蘇 鹽城 224051； 2. 江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院， 江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

0 引 言

非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器由于其體積小、效率高、可靠，因此被廣泛的應(yīng)用在各種逆變電路中。效率和漏電流是衡量光伏并網(wǎng)逆變器優(yōu)劣的兩個重要指標(biāo)，國內(nèi)外的研究者均提出各種有效的方法來提高效率和抑制漏電流[1-2]。

目前國內(nèi)外提出的各種方法可以總結(jié)為兩大類[3]。① 是在原有的電路結(jié)構(gòu)上改進(jìn)，讓其有最高的轉(zhuǎn)換效率，然后在此基礎(chǔ)上提高抑制漏電流的性能。在文獻(xiàn)[4]中就是改進(jìn)原有電路結(jié)構(gòu)，在續(xù)流階段讓太陽能光伏電池側(cè)和電網(wǎng)側(cè)斷開，在共?；芈分性黾右粋€大阻抗用來達(dá)到抑制漏電流的作用。② 就是讓整個電路結(jié)構(gòu)有著最優(yōu)異抑制漏電流的能力，然后在此基礎(chǔ)上提高逆變器的效率。文獻(xiàn)[5]中分析和比較各種橋式逆變器電路結(jié)構(gòu)，推導(dǎo)出H6橋具有較強(qiáng)抑制漏電流的能力。本文基于文獻(xiàn)[5]中H6橋結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，通過減少器件損耗來提高效率，其中包括傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗，傳導(dǎo)損耗是無法避免的，高頻雖然能夠減小逆變器無源元器件的大小，但是在主開關(guān)開通或者關(guān)斷時，由于電壓和電流的同時上升或者下降造成逆變器開關(guān)的損耗會隨著開關(guān)頻率的提高而增加，同時逆變器的效率也會嚴(yán)重下降。如圖1所示[5]，當(dāng)輸出功率為2 kW時，頻率10 kHz的效率比頻率20 kHz的效率高約2%，高開關(guān)頻率是一個關(guān)鍵因素，因此需要通過軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用來降低開關(guān)損耗。本文改變原有的硬開關(guān)方式將軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用到電路中，提出了一種零電壓轉(zhuǎn)換(Zero-voltage-transition，ZVT)H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)電路，使得高頻下的主開關(guān)的開關(guān)損耗可以通過在主開關(guān)導(dǎo)通時間前后增加諧振來達(dá)到減小開關(guān)損耗的目的。

圖1 開關(guān)頻率不同時的硬開關(guān)效率圖

1 零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器電路圖

文獻(xiàn)[6]中帶有零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的電路結(jié)構(gòu)雖然能夠通過輔助開關(guān)實(shí)現(xiàn)高頻主開關(guān)的零電壓開通和零電壓的關(guān)斷，一定程度上減少了開關(guān)損耗，提高了逆變器的變換效率。但是在單極性調(diào)制下其輔助開關(guān)不能零電壓關(guān)斷或者零電流關(guān)斷，使得零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的變換效率到不到理想的參數(shù)，從而影響著逆變器的整體性能，針對這個問題在原有的電路基礎(chǔ)上做出一些改進(jìn)，在新的電路結(jié)構(gòu)中增加兩個電容緩沖電容，利用電容上的電壓不能突變的原理，幫助輔助開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電壓的關(guān)斷。

1.1 新的電路結(jié)構(gòu)

新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在文獻(xiàn)[6]的基礎(chǔ)上增加了兩個電容值相等的緩沖電容CS1、CS2和在直流旁路起續(xù)流作用的兩個二極管DS1、DS1，其中包含兩個高頻主開關(guān)S1、S2，輔助開關(guān)S1R、S2R，由S3、S6、S4和S5構(gòu)成的全橋逆變器，Lg1、Lg2和Cg構(gòu)成的LCL濾波電路和電網(wǎng)電壓ug，如圖2所示。

1.2 工作原理分析

圖3(a)是改進(jìn)的零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器主開關(guān)和輔助開關(guān)的驅(qū)動波形圖。圖3(b)是改進(jìn)的零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器運(yùn)行在正半周期在忽略元器件損耗和線路損耗的理想化波形，其中假設(shè)Lg1和Lg2的電感值很大，沒有明顯的電流波動。c

圖2 零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器電路

(a)(b)

圖3 零電壓轉(zhuǎn)換的理想化波形

在t0時刻之前，由S3、S6、D1和D2形成一個閉合的續(xù)流回路，UPV為光伏板輸出電壓。

t0～t1時段：輔助開關(guān)S1R和S2R開通，主開關(guān)S1和S2關(guān)斷。此時電感L1和L1的兩端電壓等于電容的電壓,L1和L2兩端的電流iL1、iL2等于濾波電感電流iLg1且按照式(1)的方式線性快速增長，直到t1時刻，諧振電感電流增加到最大iL1=iL2=iLg1，此時電路可以等效為圖4(a)。

(1)

UC1=UC2=0.5UPV

(2)

t1～t2時段：由L1、L2和C1、C2構(gòu)成的諧振回路，在t1時刻開始諧振，濾波器電感iLg1和iLg2較大，對諧振電流影響較小，基本可以忽略不計(jì)[7]。諧振過程中諧振電感L1、L2的電流繼續(xù)增加而諧振電容C1、C2的電壓減小，t2時刻諧振電感電流iL1、iL2到達(dá)最大值, 由于主開關(guān)S1、S2的兩個反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，兩個諧振電容被鉗位，因此此時諧振電容電壓uC1、uC2等于零，此時電路可以等效為圖4(b)：

(3)

uC1(t)=uC2(t)=0.5UPVcosωr(t-t1)

(4)

t∈[t1,t2]

(a)(b)

圖4 ZVT電路工作模態(tài)(I)

t2～t3時段：在t2時刻諧振結(jié)束，主開關(guān)S1、S2的兩個二極管繼續(xù)導(dǎo)通，諧振電容C1、C2的電壓繼續(xù)被鉗位于零，諧振電感L1、L2的電流也繼續(xù)保持不變，保持到t3時刻結(jié)束，此時電路可以等效為圖5(a),其中

(5)

t3～t4時段：t3時刻輔助開關(guān)S1R,S2R斷開的同時主開關(guān)S1、S2的閉合，諧振電感L1、L2的能量向電網(wǎng)側(cè)傳輸，其電流按照線性的方式減少，在t4時刻減少至零，而主開關(guān)S1、S2兩端的電流則是線性快速的上升，在t4時刻電流值等于整個回路的電流值。在t3時刻之前主開關(guān)S1、S2的兩個反并聯(lián)二極管繼續(xù)導(dǎo)通，因此主開關(guān)上的壓降為零，在t3時刻開通實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，同時兩個緩沖電容CS1、CS2在輔助開關(guān)S1R,S2R關(guān)斷時限制了輔助開關(guān)的關(guān)斷電壓的變化，實(shí)現(xiàn)了輔助開關(guān)的零電壓關(guān)斷，降低了整個電路開關(guān)損耗。此時電路可以等效為圖5(b),其中

(a)(b)

圖5 ZVT電路工作模態(tài)(II)

t4～t5時段：t4時刻諧振電感電流的值等于零，主開關(guān)S1、S2上的電流值到達(dá)最大值，一直保持到t5時刻結(jié)束。電路進(jìn)入正常的導(dǎo)通狀態(tài)。此時電路可以等效為如圖6所示。

圖6 ZVT電路工作模態(tài)(III)

1.3 參數(shù)設(shè)計(jì)

諧振是零電壓轉(zhuǎn)換電路工作中最重要的部分，對諧振過程進(jìn)行定量的分析，為后面的仿真參數(shù)設(shè)計(jì)提供依據(jù)。對式(5)進(jìn)行求解得：

(6)

由式(6)可得諧振電容的電壓的最大值為：

(7)

2 仿真結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證論文中提出零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的正確性，利用PSIM仿真工具分別搭建基于H6橋單相光伏并網(wǎng)逆變器的硬開關(guān)和零電壓轉(zhuǎn)換兩種不同開關(guān)方式的仿真模型，驗(yàn)證其各個時間段的整個電路器件的工作狀態(tài)。

2.1 控制策略

H6橋單相光伏并網(wǎng)逆變器采用雙閉環(huán)的控制方式，外環(huán)是電壓控制，內(nèi)環(huán)是電流控制。外環(huán)的電壓控制最終目的是得到一個內(nèi)環(huán)電流的參考值Iref,因此需要將實(shí)際測量到的直流母線的電壓值與給定的電壓值進(jìn)行比較得到一個誤差ε，ε經(jīng)過PI控制器調(diào)節(jié)后得到內(nèi)環(huán)的給定電流幅值Im。為了獲得電網(wǎng)的實(shí)時頻率和相位需要借助鎖相環(huán)(PLL)來捕獲[8-9]，得到給定電流的矢量值與內(nèi)環(huán)得到矢量電流進(jìn)行比較，然后與三角載波比較，產(chǎn)生SPWM驅(qū)動信號。

圖7 控制系統(tǒng)框圖

2.2 仿真參數(shù)

表格1是硬開關(guān)和零電壓轉(zhuǎn)換不同的開關(guān)方式的仿真參數(shù)，其中fs是開關(guān)管頻率，Ds是開關(guān)驅(qū)動信號的占空比。表格2是硬開關(guān)和零電壓轉(zhuǎn)換兩個不同電路結(jié)構(gòu)的電路參數(shù)[10-12]，其中UPV是光伏電池板的直流母線電壓值。

表1 仿真參數(shù)

表2 電路參數(shù)

如圖8所示，圖8(a)為主開關(guān)的載波和調(diào)制波，圖8(b)為主開關(guān)的驅(qū)動信號，圖8(c)為輔助開關(guān)的載波和調(diào)制波，圖8(d)為輔助開關(guān)的驅(qū)動信號。

如圖9所示是零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的仿真波形，圖9(a)諧振電感L1，L2的電流，圖9(b)為諧振電容C1，C2的電壓，圖9(c)為差模電壓，圖9(d)為UAN電壓,圖9(e)為漏電流，圖9(f)為共模電壓。

(a)(b)

(c)(d)

圖8 輔助開關(guān)和主開關(guān)的工作波形

在圖9(a)諧振電感L1、L2在仿真中出現(xiàn)了諧振峰，結(jié)合圖9(b)和前文的分析可得在t1～t3時間段發(fā)生了諧振，減緩了開關(guān)過程中電壓和電流的變化，在主開關(guān)開通之前，兩端的電壓為零，從而實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)S1、S2的零電壓的開通，在主開關(guān)管關(guān)斷的時候，利用了諧振電容上電壓不能突變，實(shí)現(xiàn)了零電壓的關(guān)斷，這樣開關(guān)損耗會大大的降低。如圖9(c)是差模電壓和單極性SPWM的輸出波形相同，降低了電流的輸出波動。圖9(e)太陽能光伏板電池和電網(wǎng)之間寄生電容產(chǎn)生的漏電流值小于VDE-0126-1-1規(guī)定的標(biāo)準(zhǔn)值[13-14]，說明新的拓?fù)浔Ａ袅嗽Y(jié)構(gòu)能夠抑制漏電流的能力。圖9(f)是逆變器共模電壓的輸出波形，零電壓軟開關(guān)技術(shù)并不改變逆變器的共模特性，反并聯(lián)二極管D1，D2電壓的自由鉗位將共模電壓值保持在一個穩(wěn)定值[15-16]。

(a)(b)

(c)(d)

(e)(f)

圖9 零電壓轉(zhuǎn)換H6結(jié)構(gòu)非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的仿真波形

圖10為以表格1的數(shù)據(jù)為仿真參數(shù)，硬開關(guān)和零電壓轉(zhuǎn)換軟開關(guān)兩種不同開關(guān)方式的運(yùn)行效率的仿真結(jié)果。在輸出功率小于0.8 kW時，硬開關(guān)的電路轉(zhuǎn)變效率大于軟開關(guān)的轉(zhuǎn)換效率，輸出功率大于0.8 kW時，則反之。

圖10 硬開關(guān)和軟開關(guān)效率曲線對比

圖10的效率曲線對比說明本文提出的基于H6橋的零電壓轉(zhuǎn)換軟開關(guān)技術(shù)能夠的有效的，提高轉(zhuǎn)換效率，對于非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器的小型化，輕量化和高頻化的推動有著積極的作用。

3 結(jié) 語

高開關(guān)頻率會導(dǎo)致高開關(guān)損耗和EMI噪聲，降低逆變器的轉(zhuǎn)換效率，處理這些問題的一個有效的方法是使用軟開關(guān)技術(shù)。本文基于H6橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提出一種基于H6橋的零電壓轉(zhuǎn)換非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)，具有以下特點(diǎn)：

(1) 零電壓轉(zhuǎn)換電路可以軟化開關(guān)電流和電壓波形的上升和下降的邊緣，同時續(xù)流二極管可以在零電壓下開啟或在零電壓條件下關(guān)閉，這意味著最小的開關(guān)損耗和更高的效率。

(2) 基于H6橋的零電壓轉(zhuǎn)換非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的漏電流值符合相關(guān)行業(yè)的標(biāo)準(zhǔn)，新結(jié)構(gòu)在實(shí)際工程中具有很好的應(yīng)用價(jià)值。