姬曉春 ，姬五勝 ，王林年 ，張志悅 ，童滎贇 ，涅佛達夫.E.I

（1.天津職業(yè)技術(shù)師范大學天線與微波技術(shù)研究所，天津 300222；2.天津職業(yè)技術(shù)師范大學電子工程學院，天津 300222；3.俄羅斯科學院電子學研究所弗涼基諾分部，弗涼基諾 141190）

隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，通信設(shè)備對微波器件高性能、小型化和高度集成化的要求越來越高。功率分配器作為微波系統(tǒng)的關(guān)鍵器件，廣泛應用于無線通信及衛(wèi)星導航系統(tǒng)的天線饋電網(wǎng)絡(luò)和射頻通道中，如天線陣、功率放大器、相移器、調(diào)制解調(diào)器等，其多功能化及高度集成化已成為當前該領(lǐng)域的研究熱點。我國5G通信技術(shù)發(fā)展迅猛，將于2020年實現(xiàn)5G通信商業(yè)運營。國家工信部現(xiàn)已公布的5G毫米波試驗頻段有24.5～27.5 GHz，37～42.5 GHz等，這就對新型的能夠適用于毫米波系統(tǒng)的功率分配器設(shè)計提出了新的要求。目前研究較多的功率分配器結(jié)構(gòu)有3種類型，分別為威爾金森（Wilkinson）、巴格利多邊形（Bagley Polygon）和吉塞爾（Gysel）功率分配器[1-2]，其中，威爾金森功率分配器的應用最為廣泛，它是一種在λ/4阻抗變換傳輸線和在分支線末端接隔離電阻的基礎(chǔ)上提出的一種最簡單的單頻功率分配器，在輸入端口和輸出端口之間可以達到非常好的匹配狀態(tài)，并且由于隔離電阻的作用，使得每個輸出端口之間具有良好的隔離度。但由于威爾金森功率分配器平面微帶結(jié)構(gòu)本身的特點，使得電路尺寸比較大，尤其在一分多路功率分配器的設(shè)計中該問題尤為突出[3-9]。同時，由于微帶線對高頻信號有色散效應，使得威爾金森功率分配器在5G毫米波頻段已經(jīng)很難體現(xiàn)出較好的功率分配性能。

文獻[10-11]介紹了不對稱槽線的概念、基本傳輸線特性及在介質(zhì)層內(nèi)部的電磁場分布情況，并且利用不對稱槽線的電路特性設(shè)計出了復合環(huán)、支線定向耦合器、平衡功率分配器、多層濾波器、多信道功率分配器等微波器件，這種新穎的傳輸線為多層電路中微波傳輸線的集成方式提供了新的思路。文獻[12]改進了文獻[11]中提出的不對稱槽線與微帶線在介質(zhì)層間的過渡結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一種新的能夠適用于多層微波電路集成中層間耦合過渡互連結(jié)構(gòu)。本文基于不對稱槽線的工作機理和傳輸線特性，在文獻[10-12]的基礎(chǔ)上設(shè)計了一款基于層間耦合結(jié)構(gòu)的多層小型化功率分配器。該功率分配器在電路耦合區(qū)采用不對稱槽線的λ/4開路線和構(gòu)建彎T型過渡結(jié)構(gòu)等方式，使得電路能夠在介質(zhì)層之間的垂直方向上立體分布，這種電路結(jié)構(gòu)不僅易于微波器件在多層電路中的集成，而且避開了威爾金森功率分配器由于微帶平面結(jié)構(gòu)所帶來電路尺寸過大的問題。

1 電路設(shè)計

1.1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計

微帶線與不對稱槽線通過并聯(lián)后可以構(gòu)成一種T型接頭[11]，微帶線-不對稱槽線的過渡結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 微帶線-不對稱槽線的過渡結(jié)構(gòu)

該結(jié)構(gòu)可實現(xiàn)微帶線與不對稱槽線之間的平滑過渡。T型接頭兩側(cè)長度為L1的不對稱槽線為中心頻率下的λ/4開路線，其作用除了能夠抑制橫向不對稱槽線效應外，還可以影響功率分配電路的中心頻率。圖2為在圖1的電路基礎(chǔ)上改進而成的微帶線-微帶線的三層過渡結(jié)構(gòu)。

圖2 微帶線-微帶線的過渡結(jié)構(gòu)

同樣，對于T型結(jié)構(gòu)兩側(cè)的不對稱槽線采取λ/4開路線的設(shè)計，此時電磁波沿電路中間層帶狀線輸入，分別與上、下層微帶線通過層間耦合結(jié)構(gòu)平滑過渡，形成了具有功率分配特性的多層微波電路。但由于在耦合區(qū)的橫向方向上存在著不對稱槽線效應，產(chǎn)生的橫向H波[12]影響了帶狀線與微帶線平滑過渡的效率。為了消除這一不利的電路效應，在圖2所示電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，把電路中由微帶線與不對稱槽線形成的T型結(jié)構(gòu)改進成一種彎曲T型層間耦合過渡結(jié)構(gòu)，其目的是為了破壞橫向不對稱槽線的場分布，消除其不利的電路效應，提高帶狀線與微帶線之間的平滑過渡性能。同時，對2個輸出端口的微帶線朝不同的方向做了折彎處理，以便于電路仿真與測試。改進后的新型層間耦合功率分配器電路如圖3所示。

圖3 層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器電路

1.2 等效電路及功率分配比特性分析

層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器是一個三端口網(wǎng)絡(luò)，若用一理想變壓器代替彎曲T型耦合結(jié)構(gòu)，得到的層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器等效電路[13-15]如圖4所示。

圖4 層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器等效電路

中間層與上、下層等效理想變壓器轉(zhuǎn)換比分別為n1/n2和n1/n3。輸入端阻抗為Z1，上、下層輸出端阻抗分別為Z2和Z3，若令n1=1，可得到輸出端與輸入端之間的阻抗比[14-15]為：

當2個輸出端口的阻抗 Z2=Z3，根據(jù)式（1）和（2），可知 n2=n3，而此時 S21=S31，說明該功率分配器可以得到相等的功率分配比；若 Z2≠Z3，即 n2≠n3，使得S21≠S31，此時該功率分配器可以得到不等的功率分配比。

1.3 功率分配器電路參數(shù)設(shè)計

1.3.1 等功分比功率分配器的參數(shù)設(shè)計

電路設(shè)計采用電介質(zhì)為Rogers4003C，其介電常數(shù)εr=3.55、損耗角正切為δ=0.002 9。等分比功率分配器電路中，2層介質(zhì)的厚度均為H1=H2=0.508 mm，為了保證輸入端和輸出端阻抗均為標準的50 Ω，取帶狀線寬度w1=0.65 mm，上、下層微帶線寬度為w2=w3=1.18 mm；中間層彎曲T型過渡結(jié)構(gòu)的直徑R1=4.24 mm，上、下層彎T型過渡結(jié)構(gòu)的直徑分別為R2=R3=（W-w2）/2=（W-w3）/2=3.975 mm；寬度 W=2*R1+w1=9.13 mm，長度L=22.02 mm。

1.3.2 不等功分比功率分配器的參數(shù)設(shè)計

不等功分比的功率分配器電路中，只需在以上等功分比電路的基礎(chǔ)上，令H1=0.406 mm，保持w3不變，經(jīng)計算[16]得下層彎曲T型耦合區(qū)微帶線阻抗Z3=43 Ω。由于此時下層輸出端口阻抗Z3已不是標準50 Ω，所以輸出端口需要用一段中心頻率下的λg/4匹配線[16]以達到與50 Ω匹配的目的。其匹配好的下層微帶幾何結(jié)構(gòu)如圖5所示。其中w4=0.94 mm，L1=2.52 mm。由于H1的變化引起了帶狀線阻抗的改變，所以為了保證輸入端阻抗為50 Ω，取w1=0.55 mm。

圖5 不等功分比功率分配器下層微帶幾何結(jié)構(gòu)

2 仿真結(jié)果及電路特性分析

2.1 等分比功率分配器仿真結(jié)果

利用三維電磁仿真軟件HFSS-15對上述層間耦合功率分配器進行建模仿真，仿真所得到的S參數(shù)如圖6所示。

圖6 功率分配器S參數(shù)

從圖6中可以看到，該功率分配器在20～28 GHz的頻段內(nèi)，輸入端口與2個輸出端口之間的插入損耗S21和S31均大于-5 dB；在23.2～25.8 GHz內(nèi)，輸入端回波損耗S11均小于-20 dB，并且在24.5 GHz左右能夠達到-30 dB以下，說明該功率分配器在其頻段內(nèi)的電路匹配良好；在21.2～27.3 GHz內(nèi)，2個輸出端口之間的隔離度S23均小于-15 dB，其中，在22～24.6 GHz內(nèi)，S23能夠保持在-20 dB以下，說明2個輸出端口之間具有非常良好的隔離度。以上數(shù)據(jù)表明：層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器在24.5～25.8 GHz的5G毫米波頻段內(nèi)，輸入端與2個輸出端的插入損耗S21和S31均能夠保持在-5 dB以內(nèi)，輸入端回波損耗S11小于-20 dB，2個輸出端口之間的隔離度S23均處于-17 dB以下，功率分配性能優(yōu)良。

在層間耦合型功率分配器電路的設(shè)計中，中間層彎曲T型過渡結(jié)構(gòu)的直徑R1對電路的特性影響較大（R2和R3會隨著R1變化而相應變化），彎曲T型結(jié)構(gòu)直徑R1對功率分配器性能的影響如圖7所示。

圖7 彎曲T型結(jié)構(gòu)直徑R1對功率分配器性能的影響

為了研究R1對電路性能的影響，在圖7中，對R1以1 mm的間距均勻地從3 mm依次取值到8 mm得到6組值后觀察其S參數(shù)的變化規(guī)律。從圖7（a）中可以看出，當R1從3 mm增加到8 mm時，輸入端回波損耗S11最小值的頻率點均勻地從25.8 GHz左移到19.1 GHz，并且每個R1的值都與其中心頻率的λ/4長度基本對應。根據(jù)這種電路特性，在設(shè)計中可以通過調(diào)整R1的長度來調(diào)節(jié)功率分配器的應用頻段；從圖7（b）中可以看出，在15～22 GHz和26～28 GHz的頻段內(nèi)，隔離度S23隨著R1的改變并沒有明顯的變化，而在22～26GHz的頻段內(nèi)，隨著R1從8 mm減小到3 mm，S23相應地從 -15 dB下降到 -21 dB，輸出端口之間的隔離性能良好，并且在15-28 GHz的頻段內(nèi)S23能夠一直保持在-10 dB以下，這種變化規(guī)律給層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器隔離度的選擇提供了很好的數(shù)據(jù)支持?；陔娐吩诮Y(jié)構(gòu)有上下2層對稱的特點，使得2個輸出端的插入損耗S21=S31，所以在圖7（c）中僅呈現(xiàn)了R1對插入損耗S21的影響，以此來考察R1對2個輸出端插入損耗的影響?？梢钥闯?，在15～28 GHz的頻段內(nèi)，當R1從3 mm逐漸變化到8 mm時，插入損耗S21能夠一直保持在-5 dB以內(nèi)，表明R1對輸入端到2個輸出端的插入損耗的影響不大，功率分配器的插入損耗對于R1的變化有較好的容錯能力。

從數(shù)據(jù)分析可知，在設(shè)計層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器時，通過調(diào)整電路中間層彎T型結(jié)構(gòu)的直徑R1，可以選擇不同的應用頻段和2個輸出端口之間的隔離度。同時，輸入端口與輸出端口之間的插入損耗對R1的變化有較好的容錯能力，可以在很寬的頻段內(nèi)均能夠保持在-5 dB以內(nèi)。

2.2 不等分比功率分配器的仿真結(jié)果

層間耦合濾波器不等功分比的特性仿真S參數(shù)如圖8所示。

圖8 不等功分比的S參數(shù)

從圖8中可以看出，W1的減小使得R1增大，中心頻率向左平移至23.5 GHz。輸入端回波損耗S11和2個輸出端口之間的隔離度S23較圖3的性能有所下降，但在中心頻率處S11依然能夠達到-18 dB，S23也能夠保持在-10 dB以下。同時，當H1減小時，導致等效電路模型中Z3的變化，使得2個輸出與1個輸入端口的阻抗比也發(fā)生變化，此時n2≠n3。在中心頻率23.5 GHz處，S21=-4.1 dB，S31=-3.4 dB，2 個輸出端口插入損耗之間存在0.7 dB的差距。同時，在20～28 GHz的頻帶內(nèi)，S21和S31能夠一直保持0.5～1 dB的差值，顯現(xiàn)出電路較好的不等功分性能。由此可見，通過調(diào)整電路的相關(guān)參數(shù)，可以實現(xiàn)不等功率分配比的功率分配器電路，提高了層間耦合功率分配器的設(shè)計靈活性。

以上仿真工作驗證了層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器在24.5～25.5 GHz的5G毫米波頻段優(yōu)良的電路性能，其輸入端回波損耗S11和輸出端之間的插入損耗S21/S31以及2個輸出端之間的隔離度S32均比較理想，符合5G毫米波功分器的性能要求。同時，不等功分比的電路設(shè)計體現(xiàn)了層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器在設(shè)計靈活性上的技術(shù)優(yōu)勢。

3 結(jié)語

本文基于不對稱槽線理論和層間耦合互連結(jié)構(gòu)，設(shè)計了層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器。仿真結(jié)果表明該功率分配器不僅在24.5～25.8 GHz的5G毫米波頻段內(nèi)具有優(yōu)良的功分性能，且在結(jié)構(gòu)上規(guī)避了由傳統(tǒng)微帶平面結(jié)構(gòu)功率分配器所帶來的電路尺寸過大、不適合工作在毫米波波段等技術(shù)缺陷問題。本文在設(shè)計中對耦合區(qū)彎曲T型結(jié)構(gòu)采取不對稱槽線的λ/4開路線設(shè)計，很好地抑制了不對稱槽線所帶來的層間H型橫向波效應。依據(jù)等效電路的分析和計算，成功設(shè)計了一款不等功分比的毫米波功率分配器，提高了層間耦合結(jié)構(gòu)功率分配器的設(shè)計靈活性。本設(shè)計采用多層結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了器件小型化，能應用于5G毫米波通信領(lǐng)域，值得推廣應用。