具有故障隔離能力的新型MMC子模塊及混聯(lián)橋臂拓?fù)?/h1>
2018-09-27 05:19:04龐玉彬朱大賓霍群海尹靖元韋統(tǒng)振
電力系統(tǒng)自動(dòng)化 2018年18期
龐玉彬, 朱大賓， 霍群海， 尹靖元， 韋統(tǒng)振
(1. 中國科學(xué)院大學(xué)， 北京市 101408； 2. 中國科學(xué)院電工研究所， 北京市 100190；3. 北京精密機(jī)電控制設(shè)備研究所， 北京市 100076)
0 引言
柔性直流輸電技術(shù)作為一種新型輸電方式，與傳統(tǒng)交流輸電方式相比,在解決當(dāng)今電網(wǎng)面臨的諸多問題上具有獨(dú)特的優(yōu)勢，具有良好的發(fā)展前景[1-4]。而模塊化多電平換流器(modular multilevel converter,MMC)以易于封裝的模塊化結(jié)構(gòu)、良好的可擴(kuò)展性與交流輸出電壓諧波性能、較低的開關(guān)頻率與損耗等優(yōu)點(diǎn)已經(jīng)受到世界范圍內(nèi)的認(rèn)可[4-12]。適用于直流電網(wǎng)的直流故障保護(hù)成為發(fā)展直流電網(wǎng)的關(guān)鍵技術(shù)之一，然而目前適用于直流電網(wǎng)的保護(hù)原理尚有諸多關(guān)鍵技術(shù)有待突破，主要的技術(shù)難點(diǎn)包括故障的精準(zhǔn)識(shí)別和快速隔離[13-14]。有文獻(xiàn)提出了不同的識(shí)別原理[13]；對(duì)于目前廣泛使用的半橋型MMC方案，雖然具有結(jié)構(gòu)簡單、器件數(shù)量少、損耗低等優(yōu)點(diǎn)，但是其不能快速隔離直流側(cè)短路故障，并且由于直流電流沒有過零點(diǎn)，普通的交流斷路器難以滅弧而無法斷開直流故障[11,15-21]。直流故障電流如果采用斷開交流側(cè)斷路器等傳統(tǒng)保護(hù)方式切斷，就會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)恢復(fù)時(shí)間過長，嚴(yán)重影響了整個(gè)系統(tǒng)的可靠性[4,11,19-20]。
為了清除直流側(cè)故障，利用換流器本身的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)阻斷故障電流是一種有效地進(jìn)行故障清除的途徑，該方法通過改進(jìn)換流站本身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與器件的脈沖觸發(fā)策略來阻斷故障電流，不需要斷開交流斷路器，并且能夠快速清除故障使系統(tǒng)恢復(fù)運(yùn)行，同時(shí)具有對(duì)交流系統(tǒng)影響較小等優(yōu)點(diǎn)，非常適合暫態(tài)故障率高的架空線路[3-4,19,22]。文獻(xiàn)[4]分別從單個(gè)子模塊、橋臂、單相三個(gè)方面對(duì)MMC拓?fù)涞膬?yōu)化進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)[17]指出單個(gè)子模塊優(yōu)化能夠方便地將已有的換流站控制技術(shù)加以移植利用，整個(gè)換流站稍加改動(dòng)就可以使換流站具備直流故障清除能力。文獻(xiàn)[21]介紹了MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作機(jī)理，并對(duì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了系統(tǒng)性的歸納總結(jié)。在子模塊拓?fù)浞矫?，歸類分析了半橋子模塊拓?fù)洹⒍嚯娖阶幽K拓?fù)?、直接串?lián)的子模塊拓?fù)渑c鉗位型子模塊拓?fù)涞榷喾N拓?fù)?。并?duì)子模塊拓?fù)涞慕^緣柵雙極型晶體管(IGBT)數(shù)量、輸出電平數(shù)量、短路限流功能、設(shè)計(jì)與控制復(fù)雜度以及效率等技術(shù)特征做了總結(jié)、對(duì)比、分析。文獻(xiàn)[22-23]介紹了一種鉗位雙子模塊與半橋型子模塊的混聯(lián)方案，通過引入半橋型子模塊從而進(jìn)一步減少了換流站的建設(shè)成本與損耗。但這種方案結(jié)構(gòu)依然采用了鉗位雙子模塊，專利壁壘導(dǎo)致在中國的大規(guī)模工程應(yīng)用受到限制[24]；同時(shí)鉗位雙子模塊中的兩個(gè)電容在反方向故障電流時(shí)等效并聯(lián)，與正方向故障電流時(shí)兩個(gè)電容等效串聯(lián)的情形阻斷能力差異較大；并且兩個(gè)電容存在并聯(lián)耦合性從而增加了控制和均壓的復(fù)雜度[4,18]。
本文提出了一種新型具有故障隔離能力的子模塊及混聯(lián)橋臂拓?fù)?，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改善了基于鉗位雙子模塊柔性直流輸電直流側(cè)短路反向電流故障隔離能力。詳細(xì)介紹了新型子模塊拓?fù)涞恼９ぷ骱妥钄鄼C(jī)理，分析了其阻斷能力，設(shè)計(jì)了新型混聯(lián)型橋臂方案。并與鉗位雙子模塊和半橋型子模塊的混聯(lián)型方案進(jìn)行對(duì)比分析，為MMC換流站的建設(shè)成本優(yōu)化提供了一種新的思路和方案，最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該混聯(lián)型橋臂拓?fù)浞桨傅目尚行浴?/p>
1 新型子模塊結(jié)構(gòu)及工作原理
本文提出的新型子模塊：三電容鉗位型雙子模塊 (three capacitor clamping double sub-module,TCDSM)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。電容C1上的電壓設(shè)為Uc，C2和C3兩個(gè)電容的電壓均設(shè)為Uc/2，正常模式時(shí)T5和T6兩個(gè)IGBT持續(xù)導(dǎo)通，提供橋臂電流通路，并且T5，T6和二極管D5，D6處在電容C1和C2的正負(fù)極之間，能夠?qū)崿F(xiàn)三電容的串聯(lián)。直流故障發(fā)生后，所有IGBT均被閉鎖，故障電流通過二極管的續(xù)流作用將子模塊電容反向串入回路，從而實(shí)現(xiàn)故障隔離[4,17,25-26]。子模塊開關(guān)狀態(tài)與輸出電壓USM如表1所示[4,12,17,22-23,25-26]。其中，1表示開啟，0表示判斷。對(duì)子模塊的工作原理詳細(xì)分析可參見附錄A。
圖1 三電容鉗位型雙子模塊Fig.1 Double sub-module of three capacitor clamping
模式開關(guān)狀態(tài)T1T2T3T4T5T6USM正常閉鎖0110110101011Uc010111Uc1001112Uc0000002Uc(ISM>0)000000-1.5Uc(ISM<0)
2 混聯(lián)型MMC橋臂方案的對(duì)比分析
半橋型子模塊雖然不具備故障隔離能力，但是結(jié)構(gòu)簡單、成本和可靠性均具有優(yōu)勢，不同類型子模塊組成的混聯(lián)型橋臂方案能夠綜合各種子模塊的優(yōu)勢，使換流站的性能指標(biāo)得到進(jìn)一步改善[17,25]。本文在相同條件下分別對(duì)TCDSM和半橋型子模塊組成混聯(lián)型換流站橋臂方案1與鉗位雙子模塊和半橋型子模塊組成的新型換流站橋臂方案2進(jìn)行對(duì)比分析。
為了確定混聯(lián)型橋臂中各個(gè)子模塊的數(shù)量關(guān)系，假設(shè)方案1每個(gè)橋臂由m個(gè)TCDSM和n個(gè)半橋型子模塊構(gòu)成，方案2每個(gè)橋臂由x個(gè)電容鉗位型雙子模塊(CDSM)和y個(gè)半橋型子模塊構(gòu)成。則m，n和x，y應(yīng)當(dāng)滿足如下關(guān)系[17-18,20]：
Uc(2m+n)=Udc
(1)
Uc(2x+y)=Udc
(2)
式中：Udc為換流站直流側(cè)總電壓；Uc為子模塊中電容電壓。
假設(shè)各子模塊電容電壓在實(shí)際換流站控制策略下保持穩(wěn)定，當(dāng)直流側(cè)檢測到故障并閉鎖所有觸發(fā)脈沖，若以UBeq1和UBeq2分別表示方案1、方案2的單個(gè)橋臂所有串入故障回路的電容電壓之和。則閉鎖后根據(jù)電流方向的不同，UBeq1和UBeq2如式(3)和式(4)所示[17,25]。
(3)
(4)
式中：iF為閉鎖后橋臂上的故障電流。
以AB相為例，類似于TCDSM，混聯(lián)橋臂閉鎖后故障電流的路徑同TCDSM，也可分為3種(參見附錄A圖A2)，則路徑1，2，3對(duì)應(yīng)的方案1所有串入故障回路的電容電壓之和分別為Ueq11，Ueq12，Ueq13；方案2為Ueq21，Ueq22，Ueq23，則[17,25]
(5)
(6)
若要兩種方案在三種路徑下均具有相同的阻斷能力，則有[17-18,25]
(7)
由式(3)至式(7)可得:
(8)
對(duì)于兩種方案使用半導(dǎo)體器件數(shù)量見表2。對(duì)于兩種方案的器件成本和損耗分析可參見附錄B。
表2 兩種方案使用半導(dǎo)體器件數(shù)量對(duì)比Table 2 Quantity comparison of semiconductor devices in two cases
對(duì)于方案1，如果在三種不同路徑下的換流站均具備故障隔離能力，則需要三種路徑的Ueq11，Ueq12，Ueq13均大于線電壓UAB的峰值Um[17,25]，即
min(Ueq11,Ueq12,Ueq13)>Um
(9)
將式(5)代入式(9)，可以求得使換流站能夠?qū)崿F(xiàn)直流側(cè)故障隔離時(shí)各橋臂所需TCDSM的數(shù)量m為：
(10)
利用已知的的調(diào)制比參數(shù)k，可以得到換流站Um與Udc的關(guān)系為[17]：
(11)
結(jié)合式(1)、式(10)、式(11)，可以求出m和n的值[17]，即
(12)
3 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
本文在PSIM仿真軟件中分別搭建了方案1和方案2的換流站背靠背仿真模型，模擬了換流站直流側(cè)雙極短路故障隔離暫態(tài)過程。方案1換流站參數(shù)為：交流線電壓UL=1 800 V，頻率為50 Hz，直流母線電壓Udc=3 kV，每個(gè)橋臂中TCDSM與半橋型子模塊的總量為2m+n，半橋型子模塊電容電壓和TCDSM中電容C1電壓初始值均為500 V，電容值為10 mF，TCDSM中電容C2和C3電壓初始值均為250 V，電容值為20 mF，橋臂電感50 mH。方案2換流站每個(gè)橋臂中CDSM與半橋型子模塊的總量為2x+y，CDSM與半橋型子模塊中電容電壓初始值均為500 V，電容值均為10 mF，換流站其他參數(shù)與方案1相同。
將UL和Udc的值代入式(11)，可以求出調(diào)制比k=0.98。將k代入式(12)，可以求得m=1.7，為了保證換流站能夠阻斷故障電流，應(yīng)取m=2，便求出使模擬換流站具備直流側(cè)故障隔離能力時(shí)每個(gè)橋臂所需的TCDSM數(shù)量為2，并據(jù)此可求出半橋型子模塊的數(shù)量為2；根據(jù)式(8)可得x=3，y=0[17]。在仿真過程中假設(shè)在1 s時(shí)刻發(fā)生直流側(cè)雙極短路故障，故障發(fā)生后，傳感器及通信延時(shí)設(shè)置為2 ms，故障清除后，在1.03 s處讓換流站重新投入運(yùn)行[17]。
圖2為兩種方案短路過程中直流側(cè)暫態(tài)電流，在1 s處發(fā)生故障后交流側(cè)電源通過故障回路饋入電流的同時(shí)子模塊電容通過故障回路放電，所以Idc的值迅速上升，至1.002 s處換流器閉鎖，由于子模塊電容的反向串入，故障電流開始減小直至為0。由波形可知，方案1在閉鎖后阻斷短路電流的時(shí)間更短，這是由于方案2中一部分CDSM中的兩個(gè)電容在電流回路中呈現(xiàn)并聯(lián)，從能量守恒角度而言，兩個(gè)電容并聯(lián)連接減少了閉鎖后單個(gè)模塊電容電壓的上升幅度，進(jìn)而減弱了阻斷能力，驗(yàn)證了方案1在直流側(cè)發(fā)生雙極短路故障時(shí)具有更好的阻斷能力。
圖2 方案1和2短路過程中直流側(cè)暫態(tài)電流Fig.2 Waveforms of DC side transient current during short circuit of case 1 and 2
圖3所示兩種方案下交流側(cè)三相電流在換流站重新啟動(dòng)投入后均迅速恢復(fù)正常。換流站在故障清除后平穩(wěn)地恢復(fù)到故障前的工作模式，進(jìn)一步驗(yàn)證了方案1換流站同方案2一樣能夠在故障清除之后自啟動(dòng)重新投入，實(shí)現(xiàn)了直流暫態(tài)短路故障的穿越功能。
圖3 方案1和2故障穿越過程三相并網(wǎng)電流波形Fig.3 Waveforms of three-phase grid-connecting current during fault crossing of case 1 and case 2
對(duì)于方案1中TCDSM仿真中二極管的承受電壓波形可參見附錄C。
為進(jìn)一步驗(yàn)證提出拓?fù)涞目尚行裕罱吮晨勘硴Q流站實(shí)物縮小版實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。每個(gè)子模塊采用可插拔式板卡設(shè)計(jì)。交流相電壓有效值為180 V，橋臂電感為30 mH，子模塊控制周期為100 μs，換流站直流母線電壓為480 V；附錄D圖D1為換流站穩(wěn)態(tài)運(yùn)行電流波形,電流測量變比為10 A/4 V，通道1為直流母線電流波形，通道2和3為交流側(cè)電流波形。附錄D圖D2為直流母線正負(fù)極短路時(shí)故障阻斷波形，電流測量變比和每個(gè)通道示意和圖D1一致。
附錄D圖D1可以看出，換流站穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，直流母線電流和交流兩相電流運(yùn)行穩(wěn)定。圖D2為直流母線短路瞬間，直流母線電流和兩相交流電流波形，可以看出，短路時(shí)直流母線電流和交流兩相電流迅速增大，短路電流觸發(fā)保護(hù)封鎖所有子模塊脈沖，子模塊阻斷功能工作，隨著阻斷子模塊電容電壓不斷充電升高，直流短路電流和交流短路電流迅速被抑制，直流母線短路電流和交流側(cè)電流最終都降為0，證明了提出拓?fù)渲绷髂妇€故障阻斷能力。
4 結(jié)語
本文提出了一種新型具有故障隔離能力的子模塊拓?fù)浜突谠撟幽K和半橋型子模塊組成的新型混聯(lián)型橋臂方案。通過理論分析、仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，新型拓?fù)渑c鉗位雙子單元拓?fù)湎啾龋诓伙@著增加成本的情況下，改善了基于鉗位雙子單元模塊MMC柔性直流輸電直流側(cè)短路反向電流的故障隔離能力；新型混聯(lián)型橋臂方案在不犧牲阻斷能力和顯著增加運(yùn)行損耗的前提下，優(yōu)化了換流站建設(shè)成本，新型子模塊拓?fù)渑c混聯(lián)型橋臂方案為架空線應(yīng)用于柔性直流輸電領(lǐng)域提供了一種新的思路和方案。
針對(duì)提出拓?fù)涞墓こ虒?shí)用性問題擬開展更深入的研究。隨著各種架空線方案新型子模塊不斷涌現(xiàn)，下一步計(jì)劃針對(duì)不同類型子模塊進(jìn)行分類研究，綜合分析不同類型子模塊組成的混聯(lián)橋臂換流站性能，并對(duì)各種新型換流站拓?fù)溟_展定量的性能分析，為不同應(yīng)用場合架空線方案柔性直流輸電適配拓?fù)溥x擇提供有益的參考。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
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柔性直流輸電技術(shù)作為一種新型輸電方式，與傳統(tǒng)交流輸電方式相比,在解決當(dāng)今電網(wǎng)面臨的諸多問題上具有獨(dú)特的優(yōu)勢，具有良好的發(fā)展前景[1-4]。而模塊化多電平換流器(modular multilevel converter,MMC)以易于封裝的模塊化結(jié)構(gòu)、良好的可擴(kuò)展性與交流輸出電壓諧波性能、較低的開關(guān)頻率與損耗等優(yōu)點(diǎn)已經(jīng)受到世界范圍內(nèi)的認(rèn)可[4-12]。適用于直流電網(wǎng)的直流故障保護(hù)成為發(fā)展直流電網(wǎng)的關(guān)鍵技術(shù)之一，然而目前適用于直流電網(wǎng)的保護(hù)原理尚有諸多關(guān)鍵技術(shù)有待突破，主要的技術(shù)難點(diǎn)包括故障的精準(zhǔn)識(shí)別和快速隔離[13-14]。有文獻(xiàn)提出了不同的識(shí)別原理[13]；對(duì)于目前廣泛使用的半橋型MMC方案，雖然具有結(jié)構(gòu)簡單、器件數(shù)量少、損耗低等優(yōu)點(diǎn)，但是其不能快速隔離直流側(cè)短路故障，并且由于直流電流沒有過零點(diǎn)，普通的交流斷路器難以滅弧而無法斷開直流故障[11,15-21]。直流故障電流如果采用斷開交流側(cè)斷路器等傳統(tǒng)保護(hù)方式切斷，就會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)恢復(fù)時(shí)間過長，嚴(yán)重影響了整個(gè)系統(tǒng)的可靠性[4,11,19-20]。
為了清除直流側(cè)故障，利用換流器本身的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)阻斷故障電流是一種有效地進(jìn)行故障清除的途徑，該方法通過改進(jìn)換流站本身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與器件的脈沖觸發(fā)策略來阻斷故障電流，不需要斷開交流斷路器，并且能夠快速清除故障使系統(tǒng)恢復(fù)運(yùn)行，同時(shí)具有對(duì)交流系統(tǒng)影響較小等優(yōu)點(diǎn)，非常適合暫態(tài)故障率高的架空線路[3-4,19,22]。文獻(xiàn)[4]分別從單個(gè)子模塊、橋臂、單相三個(gè)方面對(duì)MMC拓?fù)涞膬?yōu)化進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)[17]指出單個(gè)子模塊優(yōu)化能夠方便地將已有的換流站控制技術(shù)加以移植利用，整個(gè)換流站稍加改動(dòng)就可以使換流站具備直流故障清除能力。文獻(xiàn)[21]介紹了MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作機(jī)理，并對(duì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了系統(tǒng)性的歸納總結(jié)。在子模塊拓?fù)浞矫?，歸類分析了半橋子模塊拓?fù)洹⒍嚯娖阶幽K拓?fù)?、直接串?lián)的子模塊拓?fù)渑c鉗位型子模塊拓?fù)涞榷喾N拓?fù)?。并?duì)子模塊拓?fù)涞慕^緣柵雙極型晶體管(IGBT)數(shù)量、輸出電平數(shù)量、短路限流功能、設(shè)計(jì)與控制復(fù)雜度以及效率等技術(shù)特征做了總結(jié)、對(duì)比、分析。文獻(xiàn)[22-23]介紹了一種鉗位雙子模塊與半橋型子模塊的混聯(lián)方案，通過引入半橋型子模塊從而進(jìn)一步減少了換流站的建設(shè)成本與損耗。但這種方案結(jié)構(gòu)依然采用了鉗位雙子模塊，專利壁壘導(dǎo)致在中國的大規(guī)模工程應(yīng)用受到限制[24]；同時(shí)鉗位雙子模塊中的兩個(gè)電容在反方向故障電流時(shí)等效并聯(lián)，與正方向故障電流時(shí)兩個(gè)電容等效串聯(lián)的情形阻斷能力差異較大；并且兩個(gè)電容存在并聯(lián)耦合性從而增加了控制和均壓的復(fù)雜度[4,18]。
本文提出了一種新型具有故障隔離能力的子模塊及混聯(lián)橋臂拓?fù)?，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改善了基于鉗位雙子模塊柔性直流輸電直流側(cè)短路反向電流故障隔離能力。詳細(xì)介紹了新型子模塊拓?fù)涞恼９ぷ骱妥钄鄼C(jī)理，分析了其阻斷能力，設(shè)計(jì)了新型混聯(lián)型橋臂方案。并與鉗位雙子模塊和半橋型子模塊的混聯(lián)型方案進(jìn)行對(duì)比分析，為MMC換流站的建設(shè)成本優(yōu)化提供了一種新的思路和方案，最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該混聯(lián)型橋臂拓?fù)浞桨傅目尚行浴?/p>
1 新型子模塊結(jié)構(gòu)及工作原理
本文提出的新型子模塊：三電容鉗位型雙子模塊 (three capacitor clamping double sub-module,TCDSM)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。電容C1上的電壓設(shè)為Uc，C2和C3兩個(gè)電容的電壓均設(shè)為Uc/2，正常模式時(shí)T5和T6兩個(gè)IGBT持續(xù)導(dǎo)通，提供橋臂電流通路，并且T5，T6和二極管D5，D6處在電容C1和C2的正負(fù)極之間，能夠?qū)崿F(xiàn)三電容的串聯(lián)。直流故障發(fā)生后，所有IGBT均被閉鎖，故障電流通過二極管的續(xù)流作用將子模塊電容反向串入回路，從而實(shí)現(xiàn)故障隔離[4,17,25-26]。子模塊開關(guān)狀態(tài)與輸出電壓USM如表1所示[4,12,17,22-23,25-26]。其中，1表示開啟，0表示判斷。對(duì)子模塊的工作原理詳細(xì)分析可參見附錄A。
圖1 三電容鉗位型雙子模塊Fig.1 Double sub-module of three capacitor clamping
模式開關(guān)狀態(tài)T1T2T3T4T5T6USM正常閉鎖0110110101011Uc010111Uc1001112Uc0000002Uc(ISM>0)000000-1.5Uc(ISM<0)
2 混聯(lián)型MMC橋臂方案的對(duì)比分析
半橋型子模塊雖然不具備故障隔離能力，但是結(jié)構(gòu)簡單、成本和可靠性均具有優(yōu)勢，不同類型子模塊組成的混聯(lián)型橋臂方案能夠綜合各種子模塊的優(yōu)勢，使換流站的性能指標(biāo)得到進(jìn)一步改善[17,25]。本文在相同條件下分別對(duì)TCDSM和半橋型子模塊組成混聯(lián)型換流站橋臂方案1與鉗位雙子模塊和半橋型子模塊組成的新型換流站橋臂方案2進(jìn)行對(duì)比分析。
為了確定混聯(lián)型橋臂中各個(gè)子模塊的數(shù)量關(guān)系，假設(shè)方案1每個(gè)橋臂由m個(gè)TCDSM和n個(gè)半橋型子模塊構(gòu)成，方案2每個(gè)橋臂由x個(gè)電容鉗位型雙子模塊(CDSM)和y個(gè)半橋型子模塊構(gòu)成。則m，n和x，y應(yīng)當(dāng)滿足如下關(guān)系[17-18,20]：
Uc(2m+n)=Udc
(1)
Uc(2x+y)=Udc
(2)
式中：Udc為換流站直流側(cè)總電壓；Uc為子模塊中電容電壓。
假設(shè)各子模塊電容電壓在實(shí)際換流站控制策略下保持穩(wěn)定，當(dāng)直流側(cè)檢測到故障并閉鎖所有觸發(fā)脈沖，若以UBeq1和UBeq2分別表示方案1、方案2的單個(gè)橋臂所有串入故障回路的電容電壓之和。則閉鎖后根據(jù)電流方向的不同，UBeq1和UBeq2如式(3)和式(4)所示[17,25]。
(3)
(4)
式中：iF為閉鎖后橋臂上的故障電流。
以AB相為例，類似于TCDSM，混聯(lián)橋臂閉鎖后故障電流的路徑同TCDSM，也可分為3種(參見附錄A圖A2)，則路徑1，2，3對(duì)應(yīng)的方案1所有串入故障回路的電容電壓之和分別為Ueq11，Ueq12，Ueq13；方案2為Ueq21，Ueq22，Ueq23，則[17,25]
(5)
(6)
若要兩種方案在三種路徑下均具有相同的阻斷能力，則有[17-18,25]
(7)
由式(3)至式(7)可得:
(8)
對(duì)于兩種方案使用半導(dǎo)體器件數(shù)量見表2。對(duì)于兩種方案的器件成本和損耗分析可參見附錄B。
表2 兩種方案使用半導(dǎo)體器件數(shù)量對(duì)比Table 2 Quantity comparison of semiconductor devices in two cases
對(duì)于方案1，如果在三種不同路徑下的換流站均具備故障隔離能力，則需要三種路徑的Ueq11，Ueq12，Ueq13均大于線電壓UAB的峰值Um[17,25]，即
min(Ueq11,Ueq12,Ueq13)>Um
(9)
將式(5)代入式(9)，可以求得使換流站能夠?qū)崿F(xiàn)直流側(cè)故障隔離時(shí)各橋臂所需TCDSM的數(shù)量m為：
(10)
利用已知的的調(diào)制比參數(shù)k，可以得到換流站Um與Udc的關(guān)系為[17]：
(11)
結(jié)合式(1)、式(10)、式(11)，可以求出m和n的值[17]，即
(12)
3 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
本文在PSIM仿真軟件中分別搭建了方案1和方案2的換流站背靠背仿真模型，模擬了換流站直流側(cè)雙極短路故障隔離暫態(tài)過程。方案1換流站參數(shù)為：交流線電壓UL=1 800 V，頻率為50 Hz，直流母線電壓Udc=3 kV，每個(gè)橋臂中TCDSM與半橋型子模塊的總量為2m+n，半橋型子模塊電容電壓和TCDSM中電容C1電壓初始值均為500 V，電容值為10 mF，TCDSM中電容C2和C3電壓初始值均為250 V，電容值為20 mF，橋臂電感50 mH。方案2換流站每個(gè)橋臂中CDSM與半橋型子模塊的總量為2x+y，CDSM與半橋型子模塊中電容電壓初始值均為500 V，電容值均為10 mF，換流站其他參數(shù)與方案1相同。
將UL和Udc的值代入式(11)，可以求出調(diào)制比k=0.98。將k代入式(12)，可以求得m=1.7，為了保證換流站能夠阻斷故障電流，應(yīng)取m=2，便求出使模擬換流站具備直流側(cè)故障隔離能力時(shí)每個(gè)橋臂所需的TCDSM數(shù)量為2，并據(jù)此可求出半橋型子模塊的數(shù)量為2；根據(jù)式(8)可得x=3，y=0[17]。在仿真過程中假設(shè)在1 s時(shí)刻發(fā)生直流側(cè)雙極短路故障，故障發(fā)生后，傳感器及通信延時(shí)設(shè)置為2 ms，故障清除后，在1.03 s處讓換流站重新投入運(yùn)行[17]。
圖2為兩種方案短路過程中直流側(cè)暫態(tài)電流，在1 s處發(fā)生故障后交流側(cè)電源通過故障回路饋入電流的同時(shí)子模塊電容通過故障回路放電，所以Idc的值迅速上升，至1.002 s處換流器閉鎖，由于子模塊電容的反向串入，故障電流開始減小直至為0。由波形可知，方案1在閉鎖后阻斷短路電流的時(shí)間更短，這是由于方案2中一部分CDSM中的兩個(gè)電容在電流回路中呈現(xiàn)并聯(lián)，從能量守恒角度而言，兩個(gè)電容并聯(lián)連接減少了閉鎖后單個(gè)模塊電容電壓的上升幅度，進(jìn)而減弱了阻斷能力，驗(yàn)證了方案1在直流側(cè)發(fā)生雙極短路故障時(shí)具有更好的阻斷能力。
圖2 方案1和2短路過程中直流側(cè)暫態(tài)電流Fig.2 Waveforms of DC side transient current during short circuit of case 1 and 2
圖3所示兩種方案下交流側(cè)三相電流在換流站重新啟動(dòng)投入后均迅速恢復(fù)正常。換流站在故障清除后平穩(wěn)地恢復(fù)到故障前的工作模式，進(jìn)一步驗(yàn)證了方案1換流站同方案2一樣能夠在故障清除之后自啟動(dòng)重新投入，實(shí)現(xiàn)了直流暫態(tài)短路故障的穿越功能。
圖3 方案1和2故障穿越過程三相并網(wǎng)電流波形Fig.3 Waveforms of three-phase grid-connecting current during fault crossing of case 1 and case 2
對(duì)于方案1中TCDSM仿真中二極管的承受電壓波形可參見附錄C。
為進(jìn)一步驗(yàn)證提出拓?fù)涞目尚行裕罱吮晨勘硴Q流站實(shí)物縮小版實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。每個(gè)子模塊采用可插拔式板卡設(shè)計(jì)。交流相電壓有效值為180 V，橋臂電感為30 mH，子模塊控制周期為100 μs，換流站直流母線電壓為480 V；附錄D圖D1為換流站穩(wěn)態(tài)運(yùn)行電流波形,電流測量變比為10 A/4 V，通道1為直流母線電流波形，通道2和3為交流側(cè)電流波形。附錄D圖D2為直流母線正負(fù)極短路時(shí)故障阻斷波形，電流測量變比和每個(gè)通道示意和圖D1一致。
附錄D圖D1可以看出，換流站穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，直流母線電流和交流兩相電流運(yùn)行穩(wěn)定。圖D2為直流母線短路瞬間，直流母線電流和兩相交流電流波形，可以看出，短路時(shí)直流母線電流和交流兩相電流迅速增大，短路電流觸發(fā)保護(hù)封鎖所有子模塊脈沖，子模塊阻斷功能工作，隨著阻斷子模塊電容電壓不斷充電升高，直流短路電流和交流短路電流迅速被抑制，直流母線短路電流和交流側(cè)電流最終都降為0，證明了提出拓?fù)渲绷髂妇€故障阻斷能力。
4 結(jié)語
本文提出了一種新型具有故障隔離能力的子模塊拓?fù)浜突谠撟幽K和半橋型子模塊組成的新型混聯(lián)型橋臂方案。通過理論分析、仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，新型拓?fù)渑c鉗位雙子單元拓?fù)湎啾龋诓伙@著增加成本的情況下，改善了基于鉗位雙子單元模塊MMC柔性直流輸電直流側(cè)短路反向電流的故障隔離能力；新型混聯(lián)型橋臂方案在不犧牲阻斷能力和顯著增加運(yùn)行損耗的前提下，優(yōu)化了換流站建設(shè)成本，新型子模塊拓?fù)渑c混聯(lián)型橋臂方案為架空線應(yīng)用于柔性直流輸電領(lǐng)域提供了一種新的思路和方案。
針對(duì)提出拓?fù)涞墓こ虒?shí)用性問題擬開展更深入的研究。隨著各種架空線方案新型子模塊不斷涌現(xiàn)，下一步計(jì)劃針對(duì)不同類型子模塊進(jìn)行分類研究，綜合分析不同類型子模塊組成的混聯(lián)橋臂換流站性能，并對(duì)各種新型換流站拓?fù)溟_展定量的性能分析，為不同應(yīng)用場合架空線方案柔性直流輸電適配拓?fù)溥x擇提供有益的參考。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
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