周思璇

（國網(wǎng)湖北省電力有限公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，武漢430077）

近十年來，國內(nèi)外在直流供配電方面的研究快速發(fā)展，其主要原因是直流供配電具有在電源側(cè)的高滲透率、分布式的特點(diǎn),同時(shí)越來越多的電動(dòng)汽車、光伏、不間斷電源使用了直流儲(chǔ)能裝置[1-3]。級(jí)聯(lián)型多電平變換器由數(shù)個(gè)模塊單元串聯(lián)而成[4-8]，不僅能夠輸出產(chǎn)生多階梯的正弦電壓波形，而且其模塊化的組合方式也便于安裝和檢修，因此在中高壓調(diào)速領(lǐng)域（如交流柔性輸電系統(tǒng)等場(chǎng)合）中具有廣泛的應(yīng)用前景[9-11]。直流儲(chǔ)能裝置如何結(jié)合多電平成熟技術(shù)的新要求，是電力領(lǐng)域當(dāng)前的新目標(biāo)和面臨的挑戰(zhàn)之一。

級(jí)聯(lián)型多電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)繁多，其模塊單元包括H橋、二極管鉗位型以及飛跨電容型多電平變換器[4-6]。單個(gè)模塊的輸入直流電壓從相同發(fā)展到不同，所選用的開關(guān)器件類型和得到的輸出電平數(shù)也由此發(fā)生了變化，輸出電壓的電平數(shù)越多，其諧波畸變率越小。

文獻(xiàn)[12]就有軌電車車載混合儲(chǔ)能系統(tǒng)效率優(yōu)化控制展開研究，但并未討論其控制系統(tǒng)的控制策略；文獻(xiàn)[13]結(jié)合了儲(chǔ)能以及混合級(jí)聯(lián)光伏變換器開展研究，但其儲(chǔ)能單元主要用來消除其輸出電壓中的部分低次諧波，控制策略較為單一；文獻(xiàn)[14]研究了以電網(wǎng)、動(dòng)力電池和超級(jí)電容為動(dòng)力電源的儲(chǔ)能式混合動(dòng)力有軌電車，但控制系統(tǒng)的重點(diǎn)集中在如何宏觀地進(jìn)行工作模式的切換，并未較好地結(jié)合變換器的控制方法；文獻(xiàn)[15-19]在不對(duì)稱H橋直流電壓的5電平、7電平、9電平以及15電平混合級(jí)聯(lián)變換器上使用階梯波或脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）做了相關(guān)探索；文獻(xiàn)[20]對(duì)H橋直流電壓比例為8:4:2:1的31電平混合級(jí)聯(lián)變換器上分別使用階梯波調(diào)制以及部分PWM調(diào)制進(jìn)行了相關(guān)研究，但上述研究基本都側(cè)重于研究拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的性質(zhì)，而并沒有對(duì)調(diào)制策略進(jìn)行研究；文獻(xiàn)[21]同樣研究了采用4:2:1的直流電壓源比例的15電平混合級(jí)聯(lián)變換器，并針對(duì)最近電平逼近調(diào)制策略下的輸出電壓低次諧波較大的問題改進(jìn)了控制方法，但并未橫向比較各調(diào)制方法的優(yōu)劣。

混合級(jí)聯(lián)拓?fù)湎碌闹绷鲀?chǔ)能單元由于其電壓等級(jí)不同，因此在控制上可以區(qū)別對(duì)待，對(duì)不同電壓等級(jí)變換器采用不同的有針對(duì)性的控制策略，能夠延長(zhǎng)電壓較高、容量較大且維護(hù)以及成本費(fèi)用較高的模塊的直流儲(chǔ)能單元的運(yùn)行壽命，使其工作在低能耗工作狀態(tài)，保證其較好的工作狀態(tài)；而電壓較低、容量較小且成本以及維護(hù)費(fèi)用較低的模塊則工作在能耗較高的狀態(tài)下，兼顧整個(gè)系統(tǒng)的性能與經(jīng)濟(jì)性。

本文針對(duì)H橋直流電壓比例為4:2:1的15電平混合級(jí)聯(lián)變換器開展研究，并分別采用PWM、部分PWM以及階梯波調(diào)制策略，從而用少量的子單元實(shí)現(xiàn)最多的電平數(shù)，降低了系統(tǒng)成本，同時(shí)因?yàn)殡娖綌?shù)較多，輸出電壓波形可以較好地逼近正弦波形，較好地抑制了諧波，降低了輸出電壓總諧波畸變THD（total harmonic distortion），可在無濾波器的狀態(tài)下工作。本調(diào)制方法屬于積木式結(jié)構(gòu)，因此大幅降低了開關(guān)頻率，從而降低了開關(guān)損耗與系統(tǒng)損耗。

1 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的拓?fù)?/h2>

圖1所示為3個(gè)H橋級(jí)聯(lián)而成的傳統(tǒng)放聯(lián)7電平變換器[3]，其H橋子模塊直流母線電壓為1 E。通過控制H橋子模塊的IGBT則可輸出-3 E，-2 E，-1 E，0 E，1 E，2 E和3 E這7個(gè)電平，也即輸出電壓幅值為H橋子模塊直流母線電壓的代數(shù)和。

圖1 傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)7電平變換器Fig.1 Conventional 7-level cascaded converter

圖2 混合級(jí)聯(lián)15電平變換器Fig.2 15-level hybrid cascaded converter

若將圖1中H橋直流母線電壓的比例改為4:2:1，則7電平級(jí)聯(lián)變換器被改造為15電平混合級(jí)聯(lián)變換器，如圖2所示。7電平變換器在被改造為15電平混合級(jí)聯(lián)變換器后，可使用低開關(guān)頻率的IGBT替換高開關(guān)頻率的IGBT，降低器件成本。同時(shí)，改造后由于在H橋子模塊數(shù)量相同的情況下輸出電平數(shù)更多，可有效抑制諧波，并減小濾波器的體積和工作損耗。15電平變換器輸出更多的電平會(huì)增加其控制部分的復(fù)雜程度，同時(shí)高開關(guān)頻率IGBT的開關(guān)損耗也會(huì)有所增加，也即1 E模塊的IGBT開關(guān)損耗隨著其開關(guān)頻率的增大會(huì)有所增加，然而4 E模塊的IGBT開關(guān)損耗隨著其開關(guān)頻率的減小會(huì)有所降低，而由于4 E模塊的電壓為1 E模塊的4倍，因此變換器總體開關(guān)損耗會(huì)有所減小。

表1所示為15個(gè)電平各自所需要的直流母線電壓組合方式。由于H橋直流電壓有直流儲(chǔ)能裝置進(jìn)行供電，而其通常由電解電容或蓄電池組成，為避免電流環(huán)流對(duì)直流儲(chǔ)能電源的損害，15個(gè)電平的疊加方式僅允許直流儲(chǔ)能電源之間異極性相接[18-20]。

表1 混合級(jí)聯(lián)變換器的15電平組合方式Tab.1 Fifteen level-superposition modes of hybrid cascaded converter

2 級(jí)聯(lián)15電平變換器的調(diào)制策略

2.1 PWM策略

根據(jù)文獻(xiàn)[13-14]的參考電壓分解方法,以7電平變換器為例,其參考電壓Vref可分解為偏移分量和兩電平分量,即

式中：Vref（off）為趨向于0的取整值；Vref（twl）為 Vref與Vref（off）的差值。

由PWM的伏秒等效原則可以得出有關(guān)PWM控制周期的關(guān)系式為

式中：Ts為控制周期；Ts_low和Ts_high為同一個(gè)控制周期中的低電平時(shí)間與高電平時(shí)間；Sx為變換器開關(guān)函數(shù)。

由式（2）可得參考電壓的表達(dá)式為

而比較式（1）與式（3）可得PWM調(diào)制的單個(gè)控制周期內(nèi)的開關(guān)狀態(tài)和對(duì)應(yīng)該狀態(tài)的時(shí)間，分別表示為

同理，若按照表（1）中的開關(guān)組合，則可計(jì)算得出15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的PWM脈沖輸出。由于PWM開關(guān)頻率較高，則其產(chǎn)生的諧波以高頻諧波為主，一般能被輸出濾波器過濾，抑制輸出電壓諧波，但PWM較高的開關(guān)頻率會(huì)增加IGBT的開關(guān)損耗，因而增加了系統(tǒng)損耗，會(huì)對(duì)開關(guān)器件有較大的限制。

2.2 階梯波調(diào)制

與上文的PWM策略有所不同，階梯波調(diào)制的積木式疊加方式較為簡(jiǎn)便，其15個(gè)階梯波電平分別對(duì)應(yīng)一個(gè)開關(guān)角度，只需將此15個(gè)電平組合起來就能夠得到一個(gè)接近正弦的階梯輸出電壓。

通過控制4 E、2 E和1 E的H橋子模塊，可得15個(gè)電平的逼近正弦的階梯波。由于H橋子模塊的開關(guān)時(shí)刻一樣，可以共用從θ1～θ30的所有開關(guān)角度，降低了控制系統(tǒng)的復(fù)雜程度。15電平波驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖3所示。

圖3 15電平波驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig.3 Drive signals of 15 levels

由圖3可得各個(gè)H橋子模塊的開關(guān)頻率為

式中：fo為基波頻率，fo=50 Hz；U為H橋子模塊的電壓順序，即1 E、2 E和4 E所對(duì)應(yīng)的U分別為1、2和3，則其開關(guān)頻率分別為750 Hz、350 Hz和150 Hz。從電壓、電流應(yīng)力和開關(guān)頻率角度對(duì)電壓幅值為7 E級(jí)聯(lián)7電平以及混合級(jí)聯(lián)15電平拓?fù)浔容^，結(jié)果如表2所示，可見由于開關(guān)頻率最高的1 E開關(guān)頻率也不超過1 kHz，因此整體系統(tǒng)的開關(guān)損耗將會(huì)降低，而2 E和4 E模塊0.35 kHz和0.15 kHz的低開關(guān)頻率也會(huì)避免電磁兼容問題[21-24]。

表2 傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)7電平以及混合級(jí)聯(lián)15電平變換器的應(yīng)力比較Tab.2 Comparison of stress between the conventional 7-level cascaded and the 15-level hybrid cascaded converters

對(duì)圖3所示的15電平輸出電壓進(jìn)行傅里葉分解，則表示為

式中：h為諧波的次數(shù)；Vdc則為直流儲(chǔ)能單元的直流電壓；m為開關(guān)角序號(hào)的最大值，圖3中開關(guān)角共有30個(gè)，但其全由前7個(gè)開關(guān)角推導(dǎo)而來，因此，取m為7。

圖3中，開關(guān)角度的計(jì)算公式為

式中：M為調(diào)制比。當(dāng)改變調(diào)制比M時(shí)，輸出電壓也隨之改變。由式（8）計(jì)算可得，輸出電壓隨著調(diào)制比M的減小而降低，同時(shí)輸出電壓的電平數(shù)也會(huì)變少。如當(dāng)調(diào)制比M從1.0減小到0.8時(shí)，輸出電壓的電平數(shù)從原來的15電平減小到13電平，導(dǎo)致輸出電壓中諧波分量上升。

針對(duì)這一問題，本文對(duì)此計(jì)算方法進(jìn)行了改良，通過引入系數(shù)k使得在控制調(diào)制比等參數(shù)時(shí)，輸出電壓的電平數(shù)量并不隨著輸出電壓的降低而變小，而是維持在15電平，因此可減輕其對(duì)諧波的影響，其表達(dá)式為

因此，由式（9）可得輸出電壓調(diào)制比為

式中，V1為變換器輸出電壓的基波分量幅值。

輸出電壓的THD表達(dá)式為

式中，Vh為輸出電壓的諧波分量幅值。V1和Vh表示為

根據(jù)式（11）～式（13），通過 MathCAD 繪出輸出電壓THD與系數(shù)k的關(guān)系曲線，如圖4所示。由圖可見，在系數(shù)k為0.5時(shí)，THD為4.7%，低于IEEE標(biāo)準(zhǔn)中5%的諧波要求[25-26]，在增加濾波器后可繼續(xù)下降。

圖4 輸出電壓THD與系數(shù)k的關(guān)系曲線Fig.4 Curve of relationship between THD profile of output voltage and coefficient k

3 仿真分析與驗(yàn)證

基于Saber仿真平臺(tái)對(duì)傳統(tǒng)7電平級(jí)聯(lián)變換器與15電平混合級(jí)聯(lián)變換器分別建模，并應(yīng)用不同調(diào)制策略進(jìn)行多方面比較。仿真模型參數(shù)見表3。

表3 仿真系統(tǒng)主要參數(shù)Tab.3 Main parameters of simulation system

3.1 傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)7電平變換器的PWM仿真

為應(yīng)用PWM策略，可按照式（5）計(jì)算，并將標(biāo)準(zhǔn)正弦波分為7部分，仿真中的開關(guān)參數(shù)可設(shè)置為

式中：Vref為標(biāo)準(zhǔn)正弦參考波當(dāng)前電壓幅值，Vhigh和Vlower為某電壓區(qū)域的高電平和低電平；fsamp為控制器采樣頻率。

7電平變換器輸出電壓如圖5所示，在無輸出濾波器的情況下THD為29%，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出IEEE標(biāo)準(zhǔn)中5%的諧波要求[26]。

圖5 傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)7電平變換器輸出電壓仿真波形Fig.5 Simulation waveform of output voltage from the conventional 7-level cascaded converter

3.2 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的階梯波調(diào)制仿真

為應(yīng)用階梯波調(diào)制，可按式（5）將標(biāo)準(zhǔn)正弦波分為15個(gè)部分，并結(jié)合表1中的開關(guān)組合選擇所需的輸出電壓。k=0.5和k=0的輸出電壓Vo-k-0.5以及Vo-k-0的仿真波形結(jié)果如圖6所示。對(duì)電壓波形進(jìn)行相應(yīng)處理，將15電平階梯波輸出電壓Vo-k-0.5以及Vo-k-0與標(biāo)準(zhǔn)正弦參考波的數(shù)字信號(hào)Vref在同一坐標(biāo)軸下進(jìn)行比較可知，輸出電壓可較好地逼近標(biāo)準(zhǔn)正弦波Vref。其輸出電壓的頻譜圖如圖7所示，其THD在k=0和k=0.5時(shí)分別為5.4%和7.5%，由圖7中箭頭的說明可知，Vo-k0的低次諧波分量比Vo-k5大，高次諧波分量則比較類似。這兩種情況的諧波帶寬基本類似，都包括21次，23次，27次以及41次和45次諧波。由于并未設(shè)置任何輸出濾波器，且負(fù)載為純電阻負(fù)載，因此其實(shí)際濾波器體積可以設(shè)計(jì)的比較小，而其濾波器功率損耗也會(huì)相應(yīng)降低。

圖8為15電平混合級(jí)聯(lián)變換器在階梯波調(diào)制下直流儲(chǔ)能單元電流波形，由于模塊的直流儲(chǔ)能單元放電與充電的波形一樣，只是方向相反，因此分析其放電電流波形即可。由于15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的3個(gè)模塊為相互級(jí)聯(lián)關(guān)系，因此在模塊的開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)，模塊的直流儲(chǔ)能單元輸出電流與其他任意兩個(gè)模塊的輸出電流相同。由圖8可見，將1 E、2 E以及4 E的電流疊加起來則可獲得完整的輸出電流Io。同時(shí)，由電流波形I4pu可知,4 E模塊的直流儲(chǔ)能單元在一個(gè)周期內(nèi)放電次數(shù)為2次，且每次放電的電流大小基本一致；而2 E和1 E模塊在同一周期內(nèi)放電次數(shù)分別為6次和14次，且每次放電電流均不相同。以1 E模塊為例，其同一周期內(nèi)放電電流最小為0.5 A，最大則接近4 A。由此可知，該變換器控制策略可以較好地保持電壓較高、容量較大且成本以及維護(hù)費(fèi)用較高的4 E模塊直流儲(chǔ)能單元的運(yùn)行壽命，保證其較好的工作狀態(tài)；而電壓較低、容量較小且成本以及維護(hù)費(fèi)用較低的1 E模塊則工作在能耗較高的狀態(tài)下，因此兼顧了整個(gè)系統(tǒng)的性能與經(jīng)濟(jì)性。

圖6 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器輸出電壓仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output voltage from 15-level hybrid cascaded converter

圖7 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器輸出電壓在k=0和k=5時(shí)的頻譜比較Fig.7 Comparison of spectrum of output voltage from 15-level hybrid cascaded converter when k=0 and k=5

圖8 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器在階梯波調(diào)制下直流儲(chǔ)能單元電流波形Fig.8 Current waveforms of DC energy storage units in 15-level hybrid cascaded converter under staircase modulation

以電動(dòng)車為例，基本都設(shè)置了類似于剎車回饋充電系統(tǒng)，在下坡或剎車時(shí)進(jìn)行儲(chǔ)能，將動(dòng)能轉(zhuǎn)化為電能回饋給電池等儲(chǔ)能裝置。由于15電平混合級(jí)聯(lián)階梯波調(diào)制較為經(jīng)典，選擇其進(jìn)行直流儲(chǔ)能單元的充放電進(jìn)行仿真，在變換器輸出階梯正弦波時(shí)對(duì)其充電，以模擬電動(dòng)車瞬間剎車回饋能量的情況，其電流波形如圖9所示。由圖可見，4 E等模塊儲(chǔ)能單元的放電電流由4 A減小1 A左右，其電流的缺口則由電動(dòng)車剎車的回饋能量補(bǔ)足，因此并未影響輸出電壓與輸出電流并引起其畸變。在短暫的剎車結(jié)束后，回饋能量降低為0，此時(shí)4 E等模塊的儲(chǔ)能單元的放電電流重回正常放電時(shí)的水平，同樣未對(duì)輸出電壓與輸出電流造成影響。

3.3 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的PWM仿真

將7電平變換器的7個(gè)電平擴(kuò)展到15個(gè)電平則可得到15電平混合級(jí)聯(lián)的PWM波形，如圖10所示。由圖可見輸出電壓非常接近標(biāo)準(zhǔn)正弦波，由Saber仿真內(nèi)部組件可知其THD為7.7%。圖11所示為15電平混合級(jí)聯(lián)變換器PWM下直流儲(chǔ)能單元電流波形。與圖8的階梯波調(diào)制相比，其各模塊的放電電流輪廓一致，但4 E模塊的直流儲(chǔ)能單元的PWM脈沖電流在一定時(shí)間內(nèi)會(huì)在0 E與4 E、4 E與5 E、5 E與6 E等區(qū)間的兩個(gè)電壓等級(jí)之間交替，其電流波動(dòng)較??；而1 E模塊的電流最大橫跨0 A和4 A，其電流波動(dòng)較大，這樣的高頻且幅度較大的放電以及充電將會(huì)對(duì)其儲(chǔ)能單位的壽命造成不利的影響。因此，雖然其控制策略仍然可以減小4 E模塊直流儲(chǔ)能單元電流紋波，從而較好的保持電壓較高、容量較大且以成本及維護(hù)費(fèi)用較高的4 E和2 E模塊的直流儲(chǔ)能單元的運(yùn)行壽命，保證其較好的工作狀態(tài)，但由于PWM的脈沖電流的頻率較高，其對(duì)直流儲(chǔ)能單元的保護(hù)效果較階梯波調(diào)制相比有所下降。

圖9 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器階梯波調(diào)制下直流儲(chǔ)能單元充放電波形Fig.9 Charge and discharge waveforms of DC energy storage units in 15-level hybrid cascaded converter under staircase modulation

圖10 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器PWM輸出電壓仿真波形Fig.10 Simulation waveform of output voltage from 15-level hybrid cascaded converter under PWM

圖11 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器PWM下直流儲(chǔ)能單元電流波形Fig.11 Current waveforms of DC energy storage units in 15-level hybrid cascaded converter under PWM

3.4 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器的部分PWM仿真

為結(jié)合階梯波調(diào)制以及PWM的優(yōu)勢(shì)，即較低的開關(guān)頻率以及較小的諧波，可采用部分PWM策略，即在4 E和2 E的H橋模塊上采用階梯波調(diào)制（開關(guān)頻率為150 Hz和350 Hz），1 E的H橋模塊上采用PWM方式（開關(guān)頻率為16 kHz），其輸出電壓波形如圖12所示，其輸出電壓THD為7.4%。

圖13所示為15電平混合級(jí)聯(lián)變換器混合PWM下直流儲(chǔ)能單元電流波形。與圖8的階梯波調(diào)制相比，其各個(gè)模塊的放電電流輪廓一致，但4 E模塊的直流儲(chǔ)能單元的PWM脈沖電流會(huì)在4 E與5 E之間、6 E與7 E之間這兩處的兩個(gè)電壓等級(jí)之間交替，放電電流從1 A到0.5 A、3 A到4 A之間波動(dòng)，其電流波動(dòng)較?。欢? E模塊的電流最大橫跨0 E和7 E電壓等級(jí)，其電流在從0.5 A到4 A之間波動(dòng)，電流紋波較大，這樣高頻且幅度較大的放電以及充電將會(huì)對(duì)其儲(chǔ)能單位的壽命造成不利的影響。其混合PWM控制策略可以減小4 E模塊直流儲(chǔ)能單元電流紋波，從而較好地保持電壓較高、容量較大且維護(hù)以及成本費(fèi)用較高的4 E模塊直流儲(chǔ)能單元的運(yùn)行壽命，其對(duì)直流儲(chǔ)能單元的保護(hù)效果較階梯波調(diào)制相比有所下降，但優(yōu)于PWM調(diào)制策略。

圖14對(duì)上述4種調(diào)制方式的輸出電壓諧波做了具體對(duì)比，Y軸為n次諧波的電壓幅值，X軸為頻率（45 Hz～2.5 kHz）。由圖可知傳統(tǒng)級(jí)聯(lián) 7電平在4種調(diào)制方法中，低次諧波分量和總諧波分量都最大，而階梯波調(diào)制方法的THD最小，部分PWM調(diào)制的低次諧波較小。

表4對(duì)上述4種調(diào)制方式的仿真結(jié)果進(jìn)行比較，主要從開關(guān)損耗、THD和低次諧波分量的角度出發(fā)，其比較結(jié)果對(duì)不同用戶需求、不同濾波器以及不同的輸出電壓要求下進(jìn)行調(diào)制方式的選取有重要參考意義。由表4可知，階梯波調(diào)制的THD最小，但由于其低次諧波分量較大，其輸出濾波器體積較大；PWM輸出電壓THD較大，但其低次諧波分量較小，其輸出濾波器體積較??；而部分PWM兼有兩者的優(yōu)點(diǎn)。因此，階梯波調(diào)制較適合對(duì)變換器體積要求較為嚴(yán)格、器件發(fā)熱和散熱要求較高、總諧波畸變要求較為嚴(yán)格的應(yīng)用場(chǎng)合；而部分PWM性能較為平均，適用于無特別要求的各種場(chǎng)合。

圖12 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器部分PWM輸出電壓仿真波形Fig.12 Simulation waveform of output voltage from 15-level hybrid cascaded converter under partial PWM

圖13 15電平混合級(jí)聯(lián)變換器混合調(diào)制下直流儲(chǔ)能單元電流波形Fig.13 Current waveforms of DC energy storage units in 15-level hybrid cascaded converter under hybrid PWM

圖14 級(jí)聯(lián)多電平變換器在不同拓?fù)浜驼{(diào)制策略下輸出電壓頻譜比較Fig.14 Comparison of spectrum of output voltage from multi-level cascaded converter with different topologies and different modulation strategies

表4 調(diào)制策略的比較Tab.4 Comparison among modulation strategies

4 結(jié)語

本文主要對(duì)直流儲(chǔ)能裝置的直流電壓之比為4:2:1的15電平混合級(jí)聯(lián)變換器開展研究，提出了一種新的適用于由直流儲(chǔ)能裝置供電的多電平變換器開關(guān)角度的算法，并基于此算法比較了傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)多電平和混合級(jí)聯(lián)多電平在應(yīng)用階梯波調(diào)制、PWM以及部分PWM下的性能。為驗(yàn)證其可行性和優(yōu)越性，采用Saber仿真軟件搭建了傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)7電平和混合級(jí)聯(lián)15電平的仿真模型，分別應(yīng)用階梯波調(diào)制、PWM以及部分PWM方法進(jìn)行控制，并基于總諧波失真、低次諧波分量以及開關(guān)頻率等性能進(jìn)行比較。結(jié)果表明，通過改變混合級(jí)聯(lián)變換器中各個(gè)不同電壓等級(jí)變換器的控制策略，能夠保持電壓較高、容量較大且成本以及維護(hù)費(fèi)用較高的模塊的直流儲(chǔ)能單元的運(yùn)行壽命，保證其較好的工作狀態(tài)；而電壓較低、容量較小且成本以及維護(hù)費(fèi)用較低的模塊則工作在能耗較高的狀態(tài)下。兼顧整個(gè)系統(tǒng)的性能與經(jīng)濟(jì)性，其仿真對(duì)比結(jié)果顯示，THD最小的調(diào)制策略是階梯波調(diào)制，其次是部分PWM調(diào)制，而PWM調(diào)制的THD最大；低次諧波分量最小的調(diào)制策略是PWM調(diào)制，其次是部分PWM調(diào)制，階梯波調(diào)制的低次諧波分量最大。由此可以根據(jù)變換器體積要求、器件散熱的現(xiàn)場(chǎng)情況以及負(fù)荷對(duì)THD的要求選擇最適合的調(diào)制方式。