楊亮 李宏軍

摘 要 針對(duì)傳統(tǒng)時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法計(jì)算量大，難度大等問題，文章給出了一種用高通和低通濾波器設(shè)計(jì)時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)的方法。該方法跳出了傳統(tǒng)的格形全通網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)法，利用刪除首末元件后π形高通低通的特性，從電路輸入輸出阻抗的角度進(jìn)行分析設(shè)計(jì)，將其并聯(lián)形成全通網(wǎng)絡(luò)。通過產(chǎn)品設(shè)計(jì)制作，證明該方法正確有效，滿足工程應(yīng)用需求。

關(guān)鍵詞 時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)；濾波器；阻抗匹配；網(wǎng)絡(luò)分析

中圖分類號(hào) TN91 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼 A 文章編號(hào) 1674-6708（2018）213-0114-03

在通信和雷達(dá)等系統(tǒng)中，由于信號(hào)的信息完全包含在包跡中，為了無畸變傳輸，除需關(guān)心其幅頻特性外，還需要關(guān)心它的群時(shí)延在工作頻帶內(nèi)是否恒定，否則會(huì)引起信號(hào)傳輸?shù)氖д?。系統(tǒng)中，很大一部分時(shí)延波動(dòng)來自濾波器，濾波器的選擇性和時(shí)延波動(dòng)兩個(gè)指標(biāo)是相互矛盾的。為了保證系統(tǒng)的信號(hào)傳輸滿足系統(tǒng)要求，常需要加入時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)使濾波器的帶內(nèi)時(shí)延波動(dòng)盡量小。時(shí)延均衡器的時(shí)延特性曲線一般是鼓起的饅頭狀，對(duì)原電路進(jìn)行均衡補(bǔ)償。

1 新的時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)的原理

常用的時(shí)延均衡電路均為格行全通網(wǎng)絡(luò)，一般都是從網(wǎng)絡(luò)函數(shù)分析的角度去進(jìn)行綜合和計(jì)算，計(jì)算量大，步驟繁冗，一般的工程師很難設(shè)計(jì)出自己需要的時(shí)延均衡器。（典型傳統(tǒng)時(shí)延均衡網(wǎng)絡(luò)如圖1所示）。

在忽略元器件Q值的前提下，時(shí)延均衡器在幅頻特性上首先是一個(gè)定阻全通網(wǎng)絡(luò)（只改變相位頻譜）。下面將從該定阻全通網(wǎng)絡(luò)的電路阻抗特性進(jìn)行分析，從而得到一種新的時(shí)延均衡器網(wǎng)絡(luò)。以50Ω系統(tǒng)為例，全通網(wǎng)絡(luò)若要全通帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)無反射信號(hào)，就要求端口的阻抗Z在通帶內(nèi)實(shí)部為50Ω，虛部為0.為方便論述，下面將用導(dǎo)納來代替阻抗.由Y=1/Z可知，對(duì)應(yīng)的導(dǎo)納關(guān)系如下：

觀察高通和低通電路的時(shí)延特性曲線可發(fā)現(xiàn)，無論高通濾波器還是低通濾波器，在其截止頻率處，時(shí)延特性都是一個(gè)鼓起的包，如果把低通和高通電路并聯(lián)在一起，形成全通對(duì)稱網(wǎng)絡(luò)，其截止頻率附近時(shí)延特性疊加，可以形成饅頭狀曲線形狀的時(shí)延均衡器。

如果將這對(duì)原型電路直接并聯(lián)連接，雖然并聯(lián)后電路公共端的導(dǎo)納實(shí)部能滿足，但是并聯(lián)后導(dǎo)納虛部，濾波器與系統(tǒng)阻抗失配，有反射信號(hào)存在，不能形成全通網(wǎng)絡(luò)。下面我們按照?qǐng)D2所示，把低通電路和高通電路輸入端的第一個(gè)元件去掉，它們的幅頻和導(dǎo)納特性如圖3所示。

在去掉一個(gè)元件后，我們看到這對(duì)電路的幅頻特性基本沒有變化，3dB截止頻率還是原來的頻率。導(dǎo)納的實(shí)部基本也沒有變化，導(dǎo)納實(shí)部在通帶內(nèi)約0.02，阻帶部分基本為0。變化的只有導(dǎo)納的虛部，并且低通電路的導(dǎo)納曲線在截止頻率處有一個(gè)朝向負(fù)軸的包，高通電路在截止頻率處有一個(gè)朝向正軸的包。

假如并聯(lián)兩個(gè)去掉元件的電路后，它們導(dǎo)納的虛部能相消成0，那么從公共端口看過去的網(wǎng)絡(luò)特性就是沒有反射信號(hào)的。并聯(lián)這對(duì)去掉元件的電路，觀察其公共端的導(dǎo)納曲線如圖4所示。

因此，并聯(lián)后的電路輸入端可以實(shí)現(xiàn)全通帶內(nèi)的阻抗50Ω匹配，從而實(shí)現(xiàn)無反射的信號(hào)傳輸。對(duì)輸出端也采用同樣的方法實(shí)現(xiàn)無反射。這樣，把高通和低通輸入輸出端都去掉一個(gè)元件后，并聯(lián)在一起即可形成定阻全通網(wǎng)絡(luò)。由濾波器的對(duì)稱性可知，并聯(lián)后的電路還是對(duì)稱的。并聯(lián)后的全通網(wǎng)絡(luò)時(shí)延特性曲線是鼓起的饅頭狀，因此可以作為時(shí)延均衡器使用。

均衡量大小則可以通過原型電路的節(jié)數(shù)來控制，節(jié)數(shù)越多，均衡量越大，但是體積也越大。為減小體積，我們可以巧妙地利用濾波器的選擇性和時(shí)延波動(dòng)兩個(gè)指標(biāo)相互矛盾這一特性，在原型電路中加入傳輸零點(diǎn)，形成廣義切比雪夫函數(shù)濾波器，使濾波器的選擇性增強(qiáng)，從而可以有效控制時(shí)延均衡量。

2 工程實(shí)例

例如我們要設(shè)計(jì)一個(gè)頻率在77MHz～127MHz，均衡量在15ns左右的時(shí)延均衡器，即可選用7節(jié)有一個(gè)傳輸零點(diǎn)的原型電路（圖5）。

低通和高通濾波器截止頻率選在f0=102MHz，傳輸零點(diǎn)放在1.2倍截止頻率處。去掉原型電路中輸入及輸出端的第一個(gè)元器件，然后將兩個(gè)電路并聯(lián)，得到如圖6所示的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

因?yàn)橛性骷值的影響，直接并聯(lián)后的低通和高通電路并不能嚴(yán)格3dB交疊，再考慮高通電路有懸空節(jié)點(diǎn)的影響，因此需要對(duì)電路進(jìn)行優(yōu)化。將元器件值帶入電路，并用軟件進(jìn)行優(yōu)化，優(yōu)化后的元器件值如表1。

選用合適的電感電容進(jìn)行裝配，并對(duì)裝配出來的均衡器進(jìn)行調(diào)試，所得的實(shí)測(cè)曲線如圖7所示。

由實(shí)測(cè)曲線可知，在77MHz～127MHz頻率范圍內(nèi)時(shí)延均衡量為14.7ns，并且在DC-200MHz范圍內(nèi)VSWR≤1.5。將實(shí)測(cè)曲線的S2P文件帶入仿真電路，可得仿真曲線與實(shí)測(cè)曲線對(duì)比，由圖8可知，實(shí)測(cè)曲線與仿真曲線基本吻合，滿足工程應(yīng)用。

3 結(jié)論

通過高低通濾波電路縮減元件可以實(shí)現(xiàn)一種新的均衡器網(wǎng)絡(luò)，并可以利用濾波器的節(jié)數(shù)或者傳輸零點(diǎn)的位置來控制時(shí)延均衡量。通過實(shí)例證明，這種方法完全可以應(yīng)用于時(shí)延均衡器的設(shè)計(jì)，而且設(shè)計(jì)方法更加直觀，不需大量的計(jì)算。

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