石　榮，杜　宇

(電子信息控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，成都 610036)

0　引　言

在無(wú)線電工程應(yīng)用中電磁波信號(hào)從發(fā)射端到接收端的整個(gè)傳輸過(guò)程反映了無(wú)線傳輸信道的相關(guān)特性。在合作式無(wú)線通信中經(jīng)常分析無(wú)線信道對(duì)通信性能的影響[1]。在非合作的雷達(dá)對(duì)抗中，特別是在地面對(duì)寬帶地基雷達(dá)[2]進(jìn)行近距離偵察干擾時(shí)，同樣需要研究電磁波信號(hào)在雷達(dá)與電子對(duì)抗設(shè)備之間傳輸?shù)南嚓P(guān)特性[3-4]，建立相應(yīng)的傳輸信道模型，全面反映電磁信號(hào)與周圍環(huán)境之間的相互作用和時(shí)頻特性的變化。

近距離對(duì)地基雷達(dá)實(shí)施對(duì)抗通常應(yīng)用于特種作戰(zhàn)中。此時(shí)，電子對(duì)抗設(shè)備通常架設(shè)于距離雷達(dá)幾公里至十幾公里的地面隱蔽區(qū)，通過(guò)小口徑天線對(duì)該雷達(dá)實(shí)施旁瓣偵察與干擾。[5-6]在此應(yīng)用場(chǎng)景中，傳統(tǒng)分析方法僅考慮偵察干擾方向上雷達(dá)天線旁瓣的增益對(duì)信號(hào)強(qiáng)度所產(chǎn)生的影響，然后按照自由空間傳輸衰減模型計(jì)算出雷達(dá)脈沖信號(hào)到達(dá)偵察接收機(jī)天線后端的電平，以此作為偵察接收機(jī)對(duì)該脈沖信號(hào)能否有效截獲的依據(jù)之一。同樣，可計(jì)算出干擾信號(hào)到達(dá)雷達(dá)天線后端的電平，以此作為干擾機(jī)能否有效干擾該雷達(dá)的依據(jù)之一。但是，由此所得到結(jié)果與實(shí)際結(jié)果之間存在差異，其主要原因在于傳統(tǒng)分析過(guò)程并沒(méi)有考慮雷達(dá)與電子對(duì)抗設(shè)備所處環(huán)境對(duì)電磁波傳播所造成的影響，特別是雷達(dá)天線旁瓣輻射與周圍地表產(chǎn)生的多徑散射因素并沒(méi)有得到考慮。雖然部分文獻(xiàn)對(duì)雷達(dá)探測(cè)與偵察的多徑效應(yīng)進(jìn)行過(guò)研究，對(duì)天線主瓣區(qū)多徑效應(yīng)作了部分分析，但地基雷達(dá)近距離對(duì)抗中幾乎是通過(guò)天線旁瓣實(shí)施，所以在此條件下的多徑效應(yīng)研究還不夠全面。

針對(duì)上述情況，本文首先建立了雷達(dá)天線的旁瓣描述模型，指出地基雷達(dá)在其中一個(gè)天線波束旁瓣指向偵察干擾天線的同時(shí)其他旁瓣在指向地面或周圍物體時(shí)所產(chǎn)生的密集散射效應(yīng)。這些眾多散射信號(hào)構(gòu)成了雷達(dá)信號(hào)從不同方向到達(dá)偵察接收機(jī)的多徑信號(hào)集。反之，干擾信號(hào)也會(huì)從不同方向到達(dá)雷達(dá)天線，形成類似的多徑信號(hào)集。借鑒通信傳輸信道建模與分析方法，多徑傳輸將帶來(lái)頻率選擇性衰落，造成信道頻域響應(yīng)中幅頻特性與相頻特性發(fā)生畸變。利用寬帶地基雷達(dá)的固有信號(hào)模型，就可反推出偵察接收時(shí)的傳輸信道頻域響應(yīng)。在此基礎(chǔ)上，由同頻電磁波傳輸路徑的可逆特性可知，在短時(shí)間內(nèi)偵察傳輸信道與干擾傳輸信道具有相同的頻域響應(yīng)。于是利用已經(jīng)得到的信道傳輸函數(shù)，對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真處理，逆向補(bǔ)償多徑傳輸所造成的幅度相位畸變，最終確保了從雷達(dá)天線旁瓣所注入的寬帶干擾信號(hào)波形的完整性與逼真性，從而為提升雷達(dá)欺騙干擾逼真度奠定了很好的基礎(chǔ)。仿真驗(yàn)證了上述分析的合理性和利用的有效性。

1　大型天線的旁瓣增益模型

大型地基雷達(dá)天線主要包括反射面與相控陣兩大類型。雖然各種大型天線的主波束方向圖都有比較準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)描述模型，但旁瓣波束的形狀與大小幾乎都難以準(zhǔn)確表達(dá)。大型天線的旁瓣增益低，大部分增益都低于0 dBi，其絕對(duì)增益大小與方向圖形狀受外界影響因素多，從而表現(xiàn)出一定的隨機(jī)性，甚至?xí)驗(yàn)樘炀€安放地點(diǎn)的不同，天線周圍環(huán)境的改變，而造成實(shí)際測(cè)量出的結(jié)果也各不相同。所以，采用統(tǒng)計(jì)模型來(lái)對(duì)大型天線的旁瓣方向圖進(jìn)行整體性描述更適用，也更合理。

大型雷達(dá)系統(tǒng)多為軍用，所以全世界對(duì)雷達(dá)天線的旁瓣增益沒(méi)有設(shè)立統(tǒng)一的規(guī)范。但是，對(duì)于民用的大型衛(wèi)星通信天線，CCIR(International Radio Consultative Committee，國(guó)際無(wú)線電咨詢委員會(huì))的報(bào)告和建議，以及INTELSAT國(guó)際衛(wèi)星組織的IESS標(biāo)準(zhǔn)對(duì)天線旁瓣的增益包絡(luò)要求卻有明確的規(guī)定[7]：記天線口徑為D，工作信號(hào)的波長(zhǎng)為λ，當(dāng)D/λ≥50時(shí)天線方向圖90%的旁瓣峰值增益G應(yīng)滿足

(1)

式中θ表示偏離天線主波束的角度。當(dāng)D/λ<50時(shí)，天線方向圖90%的旁瓣峰值增益G應(yīng)滿足

(2)

由上可見(jiàn)，在大型天線中天線旁瓣以離軸角20°為界，在20°以內(nèi)的旁瓣一般稱為近區(qū)旁瓣，而在20°以外的旁瓣為遠(yuǎn)區(qū)旁瓣，分別簡(jiǎn)稱近旁瓣與遠(yuǎn)旁瓣。遠(yuǎn)旁瓣的旁瓣峰值增益一般都低于0 dBi，而其旁瓣平均增益一般都在-10～-20 dBi范圍。從式(1)和(2)中的界限劃分來(lái)看，在整個(gè)三維球面空間中主瓣與近旁瓣所在的空間立體角ψ大約為

ψ=2π(1-cos(20°))≈0.12π

(3)

由式(3)可知，ψ僅占整個(gè)4π空間立體角的3%，而遠(yuǎn)旁瓣的空間立體角占到了97%。所以，從空間不同角度來(lái)偵收一部大型天線所輻射的信號(hào)時(shí)絕大部分情況收到的都是遠(yuǎn)旁瓣信號(hào)。實(shí)際上，遠(yuǎn)旁瓣與近旁瓣之間20°的界限并不是明確的。不同文獻(xiàn)有不同的劃分尺度，但這并不影響對(duì)此問(wèn)題的討論。另一方面，雖然上述規(guī)定是針對(duì)大型民用衛(wèi)星通信天線的，但對(duì)于大型軍用雷達(dá)天線來(lái)講同樣也可以參照借鑒。

從上述標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定中還可看出，對(duì)于大型天線旁瓣的增益參數(shù)同樣是采用統(tǒng)計(jì)模型來(lái)描述的。在對(duì)大型雷達(dá)實(shí)施遠(yuǎn)旁瓣偵察的過(guò)程中，對(duì)天線旁瓣增益一般取平均旁瓣增益來(lái)簡(jiǎn)化計(jì)算，而且在不同文獻(xiàn)中取值也有差異。典型的幾種取值包括-10 dBi、-15 dBi、-20 dBi等。實(shí)際上，平均旁瓣電平的大小還與雷達(dá)本身緊密相關(guān)。例如，在某些雷達(dá)天線設(shè)計(jì)中專門(mén)采取了低旁瓣加權(quán)技術(shù)[5]，對(duì)于此類對(duì)象其平均旁瓣電平的取值就會(huì)更低一些。

鑒于上述情況，可近似采用指數(shù)統(tǒng)計(jì)模型來(lái)對(duì)偏離天線主波束20°以外的遠(yuǎn)旁瓣的增益進(jìn)行統(tǒng)計(jì)性描述，將平均旁瓣增益作為該模型的均值，然后按照式(1)或(2)的約束條件來(lái)確定指數(shù)模型的參數(shù)，從而形成對(duì)大型雷達(dá)天線遠(yuǎn)區(qū)旁瓣增益的統(tǒng)計(jì)性描述。

2　偵察傳輸信道特性分析

在對(duì)地基雷達(dá)實(shí)施近距離電子偵察過(guò)程中，偵察天線主波束方向指向該雷達(dá)，雷達(dá)天線與偵察接收天線之間無(wú)遮擋，有直線視距LOS(Line Of Sight)傳輸路徑。由于偵察天線主波束具有一定的波束寬度，所以在偵察天線的主波束照射范圍內(nèi)不僅有雷達(dá)天線，而且同時(shí)也包含了雷達(dá)周圍的地面、設(shè)備方艙等散射體。這些散射體上的散射點(diǎn)會(huì)將雷達(dá)天線旁瓣輻射來(lái)的信號(hào)向偵察接收機(jī)方向再次散射，從而形成非直達(dá)/非視距NLOS(Non Line Of Sight)傳輸路徑，如圖1所示。

2.1　時(shí)域特性分析：信號(hào)幅度的變化

2.1.1LOS傳輸分量

記雷達(dá)天線在LOS方向上的旁瓣增益為GS,L，雷達(dá)與偵察接收機(jī)之間的距離為dR1，偵察接收天線有效口面的面積為SRE，于是偵察接收機(jī)在LOS方向上接收到的信號(hào)功率PR,L如下式所表達(dá)：

(4)

式中PRA為雷達(dá)天線入口處的信號(hào)功率，于是其對(duì)應(yīng)的信號(hào)幅度AR,L為

(5)

式中η為比例常數(shù)。在對(duì)傳統(tǒng)地基雷達(dá)實(shí)施旁瓣偵收的建模過(guò)程中僅考慮了如式(4)和(5)所表達(dá)的LOS分量。

2.1.2NLOS傳輸分量

在NLOS傳輸分量中，實(shí)際上又可細(xì)分為兩部分：一部分是在雷達(dá)天線遠(yuǎn)旁瓣波束打地后發(fā)生散射的區(qū)域；另一部分在雷達(dá)天線近旁瓣波束打地后發(fā)生散射的區(qū)域，且上述這些區(qū)域又處于偵察接收天線的主波束覆蓋范圍之內(nèi)。下面分別對(duì)這兩部分進(jìn)行分析。

(1) 遠(yuǎn)旁瓣波束打地后發(fā)生散射

如圖1所示，記雷達(dá)天線旁瓣波束中的一個(gè)很小的立體角所對(duì)應(yīng)的方位角分量為dα，俯仰角分量為dβ。該立體角中的天線旁瓣波束的增益記為G(α,β)。該波束打地后所產(chǎn)生的小區(qū)域的中心點(diǎn)記為Q，雷達(dá)天線與Q點(diǎn)之間的距離為dRA,Q，偵察天線與Q點(diǎn)之間的距離為dRE,Q。顯然，dRA,Q和dRE,Q是(α,β)的函數(shù)。假設(shè)雷達(dá)信號(hào)照射到該小區(qū)域后發(fā)生了幾乎無(wú)損耗的二次全向散射，于是可計(jì)算得到雷達(dá)旁瓣信號(hào)在這一小的立體角方向上通過(guò)旁瓣波束打地產(chǎn)生二次散射后，到達(dá)偵察接收機(jī)處的信號(hào)功率PR,S,F(α,β)如下式所表達(dá)：

(6)

由于雷達(dá)天線旁瓣打地發(fā)生二次散射的位置通常在雷達(dá)天線部署處周圍的一片小區(qū)域內(nèi)，所以式(6)中利用了近似關(guān)系式dRE,Q≈dR1。

按照?qǐng)D1所示，對(duì)式(6)中的遠(yuǎn)旁瓣波束打地區(qū)域?qū)?yīng)的方位角范圍Ψα與俯仰角范圍Ψβ進(jìn)行積分，則可得遠(yuǎn)旁瓣波束打地后發(fā)生散射的信號(hào)到達(dá)偵察接收機(jī)處的信號(hào)幅度AR,S,F為

(7)

式中φ(α,β)為方向相位因子，如下式所表達(dá)：

(8)

式中γQ是與散射點(diǎn)Q相關(guān)的散射相位變化量，取值范圍為[0,1)。將式(6)與(8)代入式(7)，可知AR,S,F近似表示了一個(gè)滿足瑞利分布的隨機(jī)變量。因?yàn)榘凑涨笆鰧?duì)天線遠(yuǎn)旁瓣增益的分析，該增益是一個(gè)服從指數(shù)分布的隨機(jī)變量，而其信號(hào)幅度服從高斯分布。式(7)表示的是大量高斯分布的隨機(jī)分量的求和。這些分量的相位由于傳輸路徑的差異也各自獨(dú)立。大量的獨(dú)立同分布的高斯隨機(jī)變量的疊加最后合成的幅度AR,S,F服從瑞利分布，而相位服從均勻分布。

(2) 近旁瓣波束打地后發(fā)生散射

地基雷達(dá)主要用于空中目標(biāo)的探測(cè)與跟蹤，主波束通常不會(huì)直接打地，但當(dāng)主波束低仰角照射時(shí)近旁瓣波束打地是必然發(fā)生的現(xiàn)象。在此情況下會(huì)在地面上形成一個(gè)以雷達(dá)為頂點(diǎn)的扇形區(qū)域。由式(1)和(2)可知，該扇形的頂點(diǎn)角很小，最大不超過(guò)2×20°=40°。同樣，可以仿照前述流程進(jìn)行分析推導(dǎo)，只不過(guò)近旁瓣波束打地區(qū)域?qū)?yīng)的方位角范圍Ψα與俯仰角范圍Ψβ更小，在經(jīng)過(guò)類似于式(7)的積分后其散射的信號(hào)到達(dá)偵察接收機(jī)處的信號(hào)幅度AR,S,N與AR,S,F基本在同一量級(jí)上。

2.1.3各分量的綜合疊加

按照?qǐng)D1所示的場(chǎng)景，偵察接收機(jī)所接收到的信號(hào)是LOS和NLOS分量的綜合疊加。參照地面移動(dòng)通信信道的統(tǒng)計(jì)分析方法[1]，偵察接收機(jī)收到的信號(hào)的基帶形式X可表示為

X=a+w1+w2

(9)

(10)

式中I0(·)為第一類修正的零階貝塞爾函數(shù)。定義直達(dá)路徑分量功率a2/2和散射分量功率σ2之比為萊斯因子K，如下式所表達(dá)：

(11)

由于直達(dá)分量的大小也是隨雷達(dá)天線的波束掃描而不斷變化的，當(dāng)偵察接收天線與雷達(dá)天線的連線方向上正好是雷達(dá)天線旁瓣波束的零點(diǎn)時(shí)直達(dá)分量為零，此時(shí)萊斯因子K=0，于是I0(0)=1。在此條件下式(10)就簡(jiǎn)化為為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的瑞利分布。

(12)

上述多徑散射效應(yīng)使得每一個(gè)被偵察截獲的雷達(dá)脈沖信號(hào)的整體幅度大小是隨機(jī)變化的，其分布滿足萊斯分布，而且萊斯因子還會(huì)隨雷達(dá)天線波束指向的變化而發(fā)生改變。

2.2　頻域特性分析：頻率選擇性衰落

記偵察傳輸信道的頻域傳輸特性為Hr(ω)，雷達(dá)發(fā)射的脈沖信號(hào)的頻譜為Sradar(ω)，偵察接收機(jī)接收到的信號(hào)頻譜為Srecon(ω)。于是，有下式成立：

Srecon(ω)=Sradar(ω)·Hr(ω)，

ωd≤ω≤ωu

(13)

式中ωd和ωu分別是該雷達(dá)脈沖信號(hào)瞬時(shí)頻率的下限與上限。由此可見(jiàn)，偵察接收機(jī)所接收到的雷達(dá)脈沖信號(hào)實(shí)際上是經(jīng)過(guò)了傳輸信道的濾波處理。如果在ωd≤ω≤ωu時(shí)，始終有下式成立：

Hr(ω)=Cch

(14)

式中Cch為一個(gè)復(fù)常數(shù)，則偵察截獲到的雷達(dá)脈沖信號(hào)除了幅度上的變化外不會(huì)發(fā)生波形的失真。式(14)雖然在傳統(tǒng)雷達(dá)偵察建模中經(jīng)常使用，但在多徑傳輸條件下式(14)將不再成立。多徑傳輸會(huì)引發(fā)寬帶脈沖信號(hào)的時(shí)間色散效應(yīng)，在頻域產(chǎn)生頻率選擇性衰落，具體表現(xiàn)為不同的頻率上衰落特性不一樣，即在ωd≤ω≤ωu中，Hr(ω)的幅度和相位都是變化的。頻率選擇性主要由脈沖信號(hào)的瞬時(shí)帶寬Bp=ωu-ωd決定。當(dāng)脈沖信號(hào)的帶寬Bp大于信道的相干帶寬Bc時(shí)，脈沖信號(hào)就會(huì)經(jīng)歷頻率選擇性衰落，即

Bp>Bc

(15)

式(15)實(shí)際上是借用了無(wú)線移動(dòng)通信信道分析中的相關(guān)概念[1]，而信道的相關(guān)帶寬Bc一般由下式確定：

Bc=1/(Cτστ)

(16)

式中στ是各條多徑傳輸路徑的均方根時(shí)延擴(kuò)展。不同文獻(xiàn)中對(duì)常數(shù)Cτ的取值也各不相同，一般在6～10。

通常地基雷達(dá)架設(shè)于地面高處，而且要求四周幾乎沒(méi)有較大的遮擋物，而隱蔽于地面的偵察接收機(jī)在實(shí)施近距離偵察過(guò)程中主要以雷達(dá)天線附近的多徑散射為主。多徑傳輸距離一般在幾米至幾十米的范圍，換算為傳輸時(shí)延即為十幾納秒至幾百納秒范圍。上述參數(shù)的具體數(shù)值及其分布特性將隨雷達(dá)與偵察接收機(jī)的具體位置的不同而不同。

在此，以多徑傳輸路徑的均方根時(shí)延擴(kuò)展στ=40 ns為例進(jìn)行分析。在式(16)中取Cτ=8，可計(jì)算出相干帶寬Bc=3.125 MHz。根據(jù)式(15)可知：如果該地基雷達(dá)所發(fā)射的脈沖信號(hào)的瞬時(shí)帶寬大于3.125 MHz，則會(huì)產(chǎn)生頻率選擇性衰落。由此可見(jiàn)，對(duì)于寬帶地基雷達(dá)，如部分具有一維距離成像功能或地基ISAR成像等雷達(dá)[2]，在實(shí)施近距離旁瓣偵察接收中很可能由于多徑傳輸而發(fā)生頻率選擇性衰落，造成所接收到的脈沖信號(hào)的包絡(luò)發(fā)生起伏，而非恒定，在多徑傳輸非常嚴(yán)重的情況下甚至?xí)a(chǎn)生脈沖分裂等現(xiàn)象。這在實(shí)際工程應(yīng)用中也得到過(guò)驗(yàn)證。

3　傳輸信道特性利用：干擾預(yù)失真

在對(duì)寬帶地基雷達(dá)實(shí)施近距離干擾時(shí)同樣存在從干擾發(fā)射天線到雷達(dá)天線之間的干擾信號(hào)傳輸信道。通常情況下，電子對(duì)抗中偵察天線與干擾天線采用同一個(gè)天線，而且干擾信號(hào)的頻率通常與雷達(dá)當(dāng)前工作頻率保持一致。特別是在實(shí)施相干壓制干擾或假目標(biāo)欺騙干擾時(shí)，大多采用DRFM(Digital Radio Frequency Memory數(shù)字射頻存儲(chǔ)器)來(lái)實(shí)現(xiàn)收發(fā)信號(hào)的完全相干性。在此條件下，干擾傳輸信道的頻率特性Hj(ω)在短時(shí)間內(nèi)將與偵察信道的頻率響應(yīng)特性Hr(ω)保持一致，即

Hj(ω)=Hr(ω)

(17)

實(shí)際上這一互易特性在地面移動(dòng)通信信道分析與試驗(yàn)中也得到過(guò)驗(yàn)證。在3G移動(dòng)通信的TD-SCDMA，以及4G移動(dòng)通信的TD-LTE中，由于上下行鏈路的工作頻率是一致的，所以無(wú)論是手機(jī)還是基站通常將上行信道與下行信道用同一個(gè)信道模型來(lái)描述[8]。在此也是類似的道理。

雖然多徑傳輸會(huì)造成偵察截獲的雷達(dá)脈沖信號(hào)產(chǎn)生失真，但雷達(dá)所發(fā)射的信號(hào)通常為一個(gè)幅度恒定的脈沖信號(hào)，而且脈沖信號(hào)的參數(shù)變化不大。雖然在多徑傳輸條件下每一次實(shí)際截獲到的雷達(dá)脈沖信號(hào)波形會(huì)產(chǎn)生一定的失真，但還是可以利用先驗(yàn)知識(shí)在一定程度上估計(jì)出Sradar(ω)。于是，由式(13)可得到當(dāng)前時(shí)段脈沖信號(hào)從雷達(dá)天線輻射出來(lái)后經(jīng)過(guò)多徑傳輸?shù)竭_(dá)偵察接收機(jī)天線的整個(gè)傳輸信道的頻域特性，如下式所表達(dá)：

Hr(ω)=Srecon(ω)/Sradar(ω)

(18)

由式(17)可知，在雷達(dá)偵察接收信道的頻域特性估計(jì)出來(lái)后也就自然得到了雷達(dá)干擾發(fā)射信道的頻域傳輸特性。在相干壓制干擾或欺騙干擾波形設(shè)計(jì)時(shí)如果沒(méi)有考慮傳輸信道所產(chǎn)生的頻率選擇性衰落的影響，干擾波形在進(jìn)入雷達(dá)天線后會(huì)疊加信道濾波的影響，造成波形畸變。為了避免上述情況的發(fā)生，在干擾發(fā)射前對(duì)干擾波形進(jìn)行預(yù)失真處理，則可以提前對(duì)頻率選擇性衰落進(jìn)行補(bǔ)償。記所設(shè)計(jì)的到達(dá)雷達(dá)天線后端的干擾波形為Sj(t)，則按照下式進(jìn)行預(yù)失真處理，得到新波形Sj,c(t)：

Sj,c(t)=FT-1(FT(Sj(t))/Hj(ω))

=FT-1(FT(Sj(t))·Sradar(ω)/Srecon(ω))

(19)

式中FT(·)和FT-1(·)分別表示傅里葉正變換和逆變換。通過(guò)上述干擾波形的預(yù)失真處理就可以基本消除傳輸信道的頻率選擇性衰落而帶來(lái)的影響，確保了干擾信號(hào)的質(zhì)量。

4　仿真驗(yàn)證

仿真條件：一部地基雷達(dá)發(fā)射脈寬為10 μs的LFM脈沖，調(diào)頻斜率為10 MHz/μs，調(diào)頻起始頻率為1 250 MHz，終止頻率為1 350 MHz。在距離該雷達(dá)6 km處有一部偵察接收機(jī)對(duì)該雷達(dá)實(shí)施旁瓣偵察。取多徑數(shù)目為300，其多徑信號(hào)強(qiáng)度服從高斯分布，多徑傳輸路徑的均方根時(shí)延擴(kuò)展στ=40 ns，萊斯因子為0.5。由此得到的雷達(dá)至偵察接收機(jī)之間的傳輸信道的幅頻特性與相頻特性分別如圖2(a)和圖2(b)所示。

由圖2可見(jiàn)，在1 250～1 350 Hz頻率范圍內(nèi)，傳輸信道的幅頻曲線并不平坦，相頻曲線也不是一條直線，發(fā)生了明顯的頻率選擇性衰落。雷達(dá)發(fā)射的具有矩形包絡(luò)的脈沖信號(hào)在經(jīng)過(guò)上述信道傳輸后被偵察接收機(jī)偵察截獲，所實(shí)際接收到該脈沖信號(hào)的幅度包絡(luò)如圖3所示。

由圖3可見(jiàn)，在經(jīng)過(guò)多徑傳輸后，矩形脈沖的幅度發(fā)生了劇烈起伏，甚至出現(xiàn)脈沖開(kāi)裂現(xiàn)象。雷達(dá)發(fā)射的LFM信號(hào)通常是恒包絡(luò)信號(hào)，根據(jù)此特點(diǎn)可推知式(18)中雷達(dá)脈沖信號(hào)的頻域特性Sradar(ω)。同時(shí)，利用截獲到的實(shí)際雷達(dá)脈沖信號(hào)樣本可得經(jīng)過(guò)信道傳輸后的脈沖信號(hào)的頻域特性Srecon(ω)。根據(jù)式(18)即可估計(jì)出偵察傳輸信道的頻域傳輸函數(shù)Hr(ω)。

在對(duì)該地基雷達(dá)實(shí)施干擾時(shí)，特別是實(shí)施欺騙干擾時(shí)，干擾發(fā)射天線與偵察接收天線采用同一天線。這樣就滿足偵察接收信道與干擾發(fā)射信道的傳輸特性互易性，于是即可按照前面所提出的方法對(duì)傳輸信道的影響進(jìn)行補(bǔ)償。所得到的預(yù)失真處理函數(shù)的幅頻特性與相頻特性分別為圖4(a)和圖4(b)所示。

對(duì)比圖4與圖2可知，預(yù)失真處理函數(shù)與實(shí)際信道傳輸函數(shù)的幅頻特性在同一頻點(diǎn)上的數(shù)值互為倒數(shù)，相頻特性在同一頻點(diǎn)上的數(shù)值互為相反數(shù)。這樣，經(jīng)過(guò)預(yù)失真補(bǔ)償處理后，將該信道由一個(gè)頻率選擇性信道轉(zhuǎn)換為了一個(gè)恒參信道。

設(shè)干擾方需要注入的一維距離像的欺騙模板如圖5所示。

在此將經(jīng)過(guò)預(yù)失真處理后的干擾信號(hào)與不經(jīng)過(guò)預(yù)失真處理的干擾信號(hào)分別經(jīng)過(guò)信道傳輸后進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)。在雷達(dá)終端處得到的欺騙干擾假目標(biāo)的一維距離像分別如圖6(a)和圖6(b)所示。

對(duì)比圖5與圖6可知，沒(méi)有經(jīng)過(guò)預(yù)失真處理的干擾信號(hào)在經(jīng)過(guò)信道傳輸后實(shí)際形成的假目標(biāo)的一維距離像相對(duì)于設(shè)置的模板發(fā)生了明顯的失真，而經(jīng)過(guò)預(yù)失真處理的干擾信號(hào)的干擾效果基本與設(shè)置模板一致。所以，在對(duì)地基雷達(dá)實(shí)施近距離干擾時(shí)，充分利用信道傳輸特性將更有利于提高欺騙干擾的逼真性與有效性，極大地降低多徑傳輸效應(yīng)對(duì)偵察干擾的不利影響。

5　結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)地基雷達(dá)近距離對(duì)抗應(yīng)用場(chǎng)景，分析了通過(guò)雷達(dá)天線旁瓣實(shí)施偵察干擾時(shí)傳輸信道的時(shí)域和頻域特性，闡述了截獲雷達(dá)脈沖信號(hào)幅度變化的統(tǒng)計(jì)特性，以及頻率選擇性衰落產(chǎn)生的條件，解釋了工程應(yīng)用中近距離對(duì)寬帶地基雷達(dá)偵察時(shí)發(fā)生的脈沖包絡(luò)起伏與變形、脈沖開(kāi)裂等現(xiàn)象發(fā)生的原因。利用偵察與干擾傳輸信道的短時(shí)互易性，通過(guò)預(yù)失真處理降低了多徑效應(yīng)對(duì)寬帶雷達(dá)干擾信號(hào)波形的畸變影響。通過(guò)仿真對(duì)上述方法的有效性進(jìn)行了驗(yàn)證，建立的信道模型為近距離雷達(dá)對(duì)抗精確建模提供了重要參考。