李 超， 陳華才， 林弋戈， 王 強(qiáng)， 李 燁,3， 方占軍(.中國計(jì)量大學(xué) 光學(xué)與電子科技學(xué)院， 浙江 杭州 3008；.中國計(jì)量科學(xué)研究院 時(shí)間頻率計(jì)量研究所， 北京 0009；3.清華大學(xué) 精密儀器系， 北京 00084)

1 引 言

窄線寬穩(wěn)頻激光由于其具有很高的光譜純度和頻率穩(wěn)定度而被廣泛應(yīng)用于各種研究領(lǐng)域，例如高分辨光譜、基本物理常數(shù)測量、冷原子系統(tǒng)和光學(xué)頻率標(biāo)準(zhǔn)等研究領(lǐng)域，因此在線寬和頻率穩(wěn)定度方面追求極限的超穩(wěn)激光受到了越來越多的關(guān)注[1～4]。為了獲得窄線寬激光，往往采用PDH(pound-drever-hall)技術(shù)將激光頻率鎖定在高精細(xì)度光學(xué)諧振腔的共振頻率上[5～8]。

在傳統(tǒng)的PDH穩(wěn)頻方法[9]中，采用一路射頻信號(hào)驅(qū)動(dòng)電光調(diào)制器(EOM)，鎖定后的激光頻率只能是腔的透射模式的頻率，與要探測的原子或分子光譜往往不一致，需要采用聲光調(diào)制器(AOM)頻移[10]，這會(huì)使可用的激光功率受限。PDH穩(wěn)頻方法中EOM產(chǎn)生的剩余幅度調(diào)制[11](residual amplitude modulation，RAM)會(huì)隨時(shí)間發(fā)生變化，降低鎖定的頻率穩(wěn)定度。

范夏雷等提出了利用多路射頻信號(hào)合成進(jìn)行邊帶調(diào)制PDH穩(wěn)頻的方案[12]。該方案采用同步到同一個(gè)外部頻率參考的3路射頻信號(hào)，合成PDH調(diào)制所需的調(diào)制信號(hào)，驅(qū)動(dòng)寬帶波導(dǎo)型EOM[13]，使得主要激光輸出頻率與光譜探測需求一致。另外，通過調(diào)整3路射頻信號(hào)的相位關(guān)系，可以調(diào)整RAM的大小，通過建立負(fù)反饋控制系統(tǒng)，可以對(duì)RAM噪聲進(jìn)行抑制。這種方案中除了產(chǎn)生PDH調(diào)制信號(hào)需要3路射頻信號(hào)以外，還需要兩路射頻信號(hào)分別用于PDH誤差信號(hào)的解調(diào)和RAM的解調(diào)，這些信號(hào)必須鎖定到同一個(gè)外部頻率參考上，實(shí)現(xiàn)相位同步，并且相對(duì)相位可以調(diào)整。

鍶原子光晶格鐘的研究中，采用了波長為 461 、 689 、698 nm和813 nm的激光系統(tǒng)[14]，參考腔的自由光譜范圍為1.5 GHz，為了能夠使鎖定后的激光頻率覆蓋腔模間的任意頻率，邊帶調(diào)制PDH鎖頻的調(diào)制中心頻率要至少能達(dá)到750 MHz，都采用邊帶調(diào)制PDH穩(wěn)頻方法，則需要20臺(tái)射頻信號(hào)源，高昂的成本和復(fù)雜的系統(tǒng)設(shè)計(jì)是這種方法在推廣應(yīng)用上最大的限制之一。

直接數(shù)字頻率合成 (direct digital synthesizer，DDS) 是從相位概念出發(fā)直接合成所需波形的一種頻率合成技術(shù)[15～17]。鎖相環(huán)(phase-locked loop，PLL)是一種建立在相位負(fù)反饋基礎(chǔ)上的閉環(huán)控制系統(tǒng)，利用外部輸入的參考信號(hào)控制環(huán)路內(nèi)部壓控振蕩器的頻率和相位，實(shí)現(xiàn)輸出信號(hào)頻率對(duì)輸入信號(hào)頻率的跟蹤，在高頻頻率合成方面有著廣泛的應(yīng)用[18]。本文基于AD9959 DDS芯片和ADF4351 PLL芯片，產(chǎn)生6路射頻信號(hào)，合成邊帶調(diào)制PDH穩(wěn)頻所需調(diào)制信號(hào)和解調(diào)信號(hào)。

2 基于AD9959的0 Hz～80 MHz信號(hào)源設(shè)計(jì)

AD9959是多通道DDS芯片，芯片內(nèi)部集成了4個(gè)DDS內(nèi)核且共用1個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘。該芯片可對(duì)每個(gè)通道的頻率、相位和幅度進(jìn)行獨(dú)立控制，DDS時(shí)鐘頻率最高可以達(dá)到500 MHz的主頻，可生成最高200 MHz的正弦波[19]。

如圖1(a)、圖1(b)所示，硬件系統(tǒng)以多通道 DDS 芯片 AD9959 為核心，結(jié)合Arduino等模塊和通信控制接口電路構(gòu)成。SDIO0～SDIO3 為串行接口數(shù)據(jù)線，可以選擇不同模式的串口通信。SYNC＿CLK為串口同步信號(hào)；P0～P3 為調(diào)制控制端口；MARST＿RESET為系統(tǒng)復(fù)位信號(hào)；IO＿UPDATA為DDS刷新信號(hào)；SCLK是兩線制SPI串口的參考時(shí)鐘。

圖1 信號(hào)源系統(tǒng)示意圖

AD9959的一個(gè)串口通信周期分為指令周期和數(shù)據(jù)讀寫周期兩個(gè)階段，由Arduino上的ATmega328控制，實(shí)現(xiàn)工作模式、輸出通道、頻率、相位和幅度等參數(shù)的設(shè)置。AD9959工作時(shí)選用單頻模式、單字節(jié)雙線SPI串口模式。

軟件控制流程如圖2所示。

圖2 基于AD9959/ADF4351軟件控制流程圖

3 基于ADF4351的35 MHz～4.4 GHz信號(hào)源設(shè)計(jì)

ADF4351芯片集成鑒相器、壓控振蕩器、數(shù)字分頻器及程序控制電路為一體，通過與環(huán)路濾波器相結(jié)合，以外部接入基準(zhǔn)頻率為參考，通過外部程序控制實(shí)現(xiàn)頻率合成，輸出范圍可達(dá)35 MHz～4.4 GHz[20]。

如圖1(a)、圖1(c)所示，硬件系統(tǒng)以ADF4351為核心，結(jié)合Arduino、環(huán)路濾波電路和低通濾波等模塊構(gòu)成。其中CLK為串行時(shí)鐘輸入；DATA為串行數(shù)據(jù)輸入；LE為加載使能；CE為芯片使能。

式(1)用于對(duì)ADF4351頻率合成器進(jìn)行編程：

(1)

式中：RFout是頻率輸出；INT是整數(shù)分頻系數(shù)；FRAC是小數(shù)分頻的分子(0～MOD-1)；MOD是預(yù)設(shè)的小數(shù)模數(shù)(2～4 095)，其值由MOD=fPFD/fRES決定,fRES是輸出通道分辨率;fPFD是相位檢測頻率；RFDiver是細(xì)分VCO頻率的輸出分頻器。

相位檢測頻率由下式來確定：

(2)

式中：REFin是參考頻率輸入；D是REFin倍頻器位(0或1)；R是參考分頻系數(shù)(1～1 023)；T是參考2分頻位(0或1)。

為了保證頻率分辨率優(yōu)于1 kHz，MOD取值為2 500。為了降低輸出信號(hào)的噪聲，要盡量高，每提高一倍，噪聲降低3 dB，所以R的選擇要按頻段分，D同樣要細(xì)化，取值如表1所示。

表1 R和D的取值

系統(tǒng)控制軟件的工作流程與DDS的設(shè)置流程相同，如圖2所示。

4 信號(hào)源系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)和應(yīng)用

信號(hào)源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，整個(gè)系統(tǒng)產(chǎn)生的信號(hào)是頻率、相位、幅值均可調(diào)的正弦波，并且各路信號(hào)采用同一個(gè)10 MHz的外部頻率參考，保證了良好的相位同步性能。

圖1(d)所示，采用本文設(shè)計(jì)的多路同步信號(hào)源進(jìn)行了頻率合成實(shí)驗(yàn)。光鐘實(shí)驗(yàn)所需的邊帶調(diào)制PDH激光穩(wěn)頻需要的射頻信號(hào)要求：中心調(diào)制信號(hào)頻率ω1=800 MHz，幅度為0 dBm；兩個(gè)邊帶調(diào)制信號(hào)ω2=780 MHz、ω3=820 MHz與中心調(diào)制信號(hào)相差20 MHz，相位與ω1分別相同和相反；PDH穩(wěn)頻誤差解調(diào)信號(hào)和RAM噪聲解調(diào)信號(hào)的頻率均為20 MHz，功率7 dBm，相位可調(diào)。

為了實(shí)現(xiàn)以上要求，采用ADF4351 CH1輸出800 MHz與AD9959 CH3輸出20 MHz，通過混頻器，合成ω2和ω3，如圖1(d)Ⅰ中所示，其中縱坐標(biāo)表示幅度，橫坐標(biāo)表示頻率，信號(hào)的箭頭方向表示相位，根據(jù)混頻器原理，ω2和ω3反相。ADF4351 CH2輸出的760 MHz與AD9959 CH4輸出的40 MHz混頻，通過帶通濾波后產(chǎn)生800 MHz的信號(hào)作為ω1，與ω2和ω3通過合成器(combiner)相加，得到邊帶調(diào)制PDH激光穩(wěn)頻所需的調(diào)制信號(hào)，如圖1(d)Ⅱ所示，通過頻譜儀測量這個(gè)合成信號(hào)，結(jié)果如圖3所示。AD9959 CH5和CH6分別輸出兩路20 MHz，用于PDH穩(wěn)頻誤差信號(hào)的解調(diào)和RAM噪聲信號(hào)解調(diào)。

圖3 基于自制信號(hào)源合成的邊帶調(diào)制PDH調(diào)制信號(hào)

在傳統(tǒng)的PDH穩(wěn)頻中，采用單頻調(diào)制信號(hào)，當(dāng)調(diào)節(jié)調(diào)制信號(hào)時(shí)，會(huì)同時(shí)對(duì)兩個(gè)邊帶造成影響，無法抑制RAM。根據(jù)文獻(xiàn)[12]調(diào)制信號(hào)采用多路信號(hào)合成的新方法，模擬傳統(tǒng)PDH穩(wěn)頻方法中3個(gè)信號(hào)的幅度和相位關(guān)系，實(shí)現(xiàn)對(duì)3個(gè)信號(hào)中的中心信號(hào)ω1進(jìn)行獨(dú)立的相位調(diào)整，從而在PDH激光穩(wěn)頻中提供了抑制RAM噪聲的反饋途徑。ω1由兩個(gè)信號(hào)合成是因?yàn)楦哳lPLL芯片ADF4351不方便進(jìn)行快速的相位調(diào)整，而DDS易于實(shí)現(xiàn)快速的相位調(diào)整，因此把DDS作為RAM控制系統(tǒng)相位調(diào)整的執(zhí)行器，但是DDS本身無法輸出800 MHz的信號(hào)，因此采用了與PLL和頻的方法產(chǎn)生這個(gè)800 MHz信號(hào)。

5 結(jié) 論

本文給出了邊帶調(diào)制PDH激光穩(wěn)頻信號(hào)源的設(shè)計(jì)原理、硬件組成、軟件設(shè)計(jì)及其實(shí)現(xiàn)方法與流程，以AD9959為中心產(chǎn)生了分辨率高、低噪聲的0 Hz～80 MHz 的4路信號(hào)，通過ADF4351產(chǎn)生的35 MHz～4.4 GHz頻率信號(hào)擴(kuò)展信號(hào)源的輸出頻率范圍，通過對(duì)硬件電路的調(diào)試和性能優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)集成化高、結(jié)構(gòu)簡單、易于調(diào)制的的信號(hào)源系統(tǒng)，滿足邊帶調(diào)制PDH激光穩(wěn)頻對(duì)信號(hào)源的要求。

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