曹杰，王保華，陳小兵

（湖北汽車工業(yè)學院，湖北 十堰 442002）

前言

汽車線控轉(zhuǎn)向系統(tǒng)是以電子控制取代機械連接的控制裝置。角度傳感器是線控轉(zhuǎn)向系統(tǒng)中最為重要的一個檢測裝置，其輸出參數(shù)的正確度直接影響著線控系統(tǒng)的控制效果。文章針對角度傳感器在測量過程中出現(xiàn)的誤差，做出必要的分析并給出相應的調(diào)理方法，同時對調(diào)理方法進行一定的驗證，設(shè)計出合理的信號量調(diào)理電路。

1 傳感器參數(shù)及誤差分析

1.1 題傳感器參數(shù)

本次研究設(shè)計采用的傳感器為WDG-AM23-90角度傳感器，在實驗設(shè)計中采用5V電源供電，輸出信號進行必要的隔離屏蔽處理，該傳感器有3根接線，分別為：電源正極端子、電源負極端子、測量信號輸出端子，傳感器實物及接線分布如下圖1所示。

圖1 角度傳感器及輸出接線

通過實際的測量可知，在本次電路中使用了RC低通濾波電路，效果不理想，通過控制系統(tǒng)的上位機監(jiān)控得到在靜態(tài)誤差下實際紋波誤差達到了 50mv，本次研究就是基于該現(xiàn)象，對其進行闡述和扼要分析，并提出相應的處理方法。

1.2 紋波產(chǎn)生的原因

對于傳感器產(chǎn)生紋波噪音進行分析，總結(jié)其產(chǎn)生的原因主要有以下4點：

①由于傳感器的制造工藝等原因，帶來的固有噪音信號；

②所設(shè)計電源電路不合理，帶來電源的輸入噪音信號；

③電路板的Layout設(shè)計不合理，其受到了其他模塊設(shè)備的干擾；

④傳感器的調(diào)理電路設(shè)計不合理，未能夠很好了調(diào)理傳感器的輸出信號。

2 調(diào)理電路方案

2.1 電容濾波

對于模擬量的調(diào)理，一般會考慮使用濾波電路，其利用電容的特性——“隔直流通交流”。如圖2所示。

圖2 電容濾波示意圖

在圖2中，1為輸入信號（含高頻噪音信號），當輸入信號進入時，由于電容 C的存在，對于噪音信號，（一般其頻率都為 kHz～MHz級），那么其在電容 C上產(chǎn)生的阻抗Zc=1/(jωc)，對應點Zc就很小，此時電容C對于噪音相當于通路，而對于有效的直流信號相當于斷路。高頻噪音信號通過回路2流回GND，而直流信號經(jīng)過通路3進入下一級，這樣就達到了過濾噪音信號的目的。

在理想狀態(tài)下電容為純電容器件，再濾波電路中會被認為越大越好，但實際的應用中，由于電容引腳、PCB焊盤及PCB布線的原因，實際的電容都存在等效串聯(lián)電感（ESL）及等效串聯(lián)電阻（ESR），如圖3所示。

圖3 電容的等效ESL及ESR

由于ESL及ESR的存在，實際的電容的等效阻抗為：

式中，lESL為等效串聯(lián)電感的值；

RESR等效串聯(lián)電阻的值；當出現(xiàn)

電路會形成一個串聯(lián)諧振，此時等效電感的感抗的模等于等效電容的容抗的模而發(fā)生諧振，ZC出現(xiàn)最小值為RESR，此時，電容的濾波效果是最好的。電容的種類有多種，使用最多的時下面三種：陶瓷電容、電解電容、鉭電容，它們的阻抗特性，如圖4所示。

圖4 陶瓷、電解及鉭電容的阻抗特性

通過上圖4可以看出，陶瓷電容的自諧振最顯著，0.1uF陶瓷電容的頻率阻抗特性，如下圖5所示。

圖5 陶瓷電容的頻率特性

對于模擬量的輸入一般根據(jù)諧波的頻率，選取多組不同諧振頻率的電容進行并聯(lián)來達到濾波的效果。常用的陶瓷電容機器自諧振頻率如下表1所示。

表1 陶瓷電容自諧振頻率

電解電容與鉭電容的阻抗變化并沒有像陶瓷電容那樣有明顯的自諧振點，其會在一定的頻率范圍內(nèi)阻抗幾乎保持不變，如下圖6所示。紅色為某公司1000uF的電解電容，藍色為330uF的鉭電容。

圖6 電解電容和鉭電容的最佳濾波頻段

一般情況下考慮到經(jīng)濟性原因，鉭電容要比電解電容貴100倍左右，故一般會考慮使用電解電容，根據(jù)大多數(shù)公司的電解電容數(shù)據(jù)，常用的電解電容及其最佳濾波頻段如下表2所示。

表2 電解電容最佳濾波頻段

通過對比表1與表2可以看出，電解電容的最佳頻率可以做到很低，而陶瓷電容的頻率一般都較高，故在正常的使用的時候使用多電容并聯(lián)來達到更好的濾波效果，如下圖7所示。

圖7 多電容并聯(lián)濾波

2.2 使用運算放大器實現(xiàn)阻抗匹配

電容濾波雖然成本低廉，但是存在一定的缺陷，傳感器的阻抗與電容C組成了RC濾波器，組成的RC濾波一般會對后級電路產(chǎn)生衰減，在求更高精度的電路，需要將輸入信號與后級電路進行隔離，根據(jù)集成運放電路的特點—“輸入阻抗無窮大，輸出阻抗無窮小”，利用改特點可以實現(xiàn)傳感器與MCU的ADC端口進行隔離效果。運算放大器如圖8所示。

圖8 運算放大器示意圖

利用運算放大器“虛斷”特性，虛斷--同相輸入和反相輸入電流相當于斷路即i+=i-。根據(jù)上述理論，跟蹤器的輸入電流幾戶為零，根據(jù)歐姆定律器輸出阻抗為：

對于運算放大器，其內(nèi)部的核心電路為放大電路，輸出級一般為共集放大電路，與放大倍數(shù)呈反比關(guān)系，輸出阻抗非常小，因此對于運放其開環(huán)比例放大系數(shù) Aod理想狀態(tài)下無窮大，所以其輸出阻抗無窮小。 這樣對于輸入信號,無論其阻抗如何變化，其在輸出端的輸出阻抗始終無窮小接近于0，就達到了很好的隔離效果。

運算放大器還有一個特性“虛短”，虛短--同相輸入和反相輸入電壓相當于短路，即 U+=U-，電壓跟隨器就是利用該特性及上文的運算放大器特性來實現(xiàn)電壓跟隨功能，如下圖9所示。

圖9 電壓跟隨器

利用虛短特性， 輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為：

這樣就達到了輸入與輸出隔離，并把信號進行傳遞的效果。上面討論的為理想狀態(tài)下，實際的運算放大器并非是一個理想器件，其面臨著1個重要的問題---零點漂移，即當輸入信號為零的時候，輸出電壓不為 0，特別是對于很多的設(shè)計的電路中采用了單電源的供電，其零點漂移更加顯著。零點漂移如下圖10所示。

圖10 零點漂移

零點漂移，即當運算放大器的同相 U+與反相輸入U-的差為0時，輸出電壓Uo不為零。這個現(xiàn)象由多種原因引起，包括運放電源電壓波動、元件老化、半導體元件參數(shù)隨溫度變化而變化，一般溫度變化帶來的變化影響最大，故零點漂移也稱為溫度漂移。抑制溫度漂移的方法由4種：

①使用穩(wěn)定的單位增益運放；

②使用調(diào)零電路來實現(xiàn)；

③使用恒溫工作環(huán)境；

④采用溫度補償電路。

2.1.1 使用穩(wěn)定的單位增益運放

現(xiàn)在許多公司都生產(chǎn)有單位增益穩(wěn)定的運算放大器，如Analog Devices公司生產(chǎn)的ADA4899-1具有很低的輸入偏置及穩(wěn)定的單位增益環(huán)境，如圖11所示。

圖11 ADA4899-1單位增益原理圖

該類型運算放大器具有穩(wěn)定的單位增益環(huán)境，并且具有獨立的輸出反饋引腳，其在一定頻率以內(nèi)的小信號單位增益非常穩(wěn)定，如下圖12所示。在增益為Gain=1的閉環(huán)電路中，在其對25mV的小信號在100MHz以內(nèi)，具有無衰減的跟隨效果。

圖12 ADA4899-1單位增益頻率響應

2.1.2 使調(diào)零電路來實現(xiàn)

首先運放的差分輸入就是一種抑制零漂的調(diào)零方法。對稱性可以大大減小溫度引起的零漂。電源上引起的零漂可以用盡量有穩(wěn)定輸出的電源，并加耦合電容減小噪聲。讓兩個輸入端看進去的阻抗相互匹配。一般可以在外部加調(diào)零電路用滑動變阻器接到電源上來調(diào)零。外部調(diào)零電路如圖 13所示。

圖13 外部調(diào)零電路

2.1.3 使用恒溫工作環(huán)境

在設(shè)計電路的時候，對需要精密測量模擬信號的端口進行測量，可以設(shè)計必要的散熱系統(tǒng)及加熱系統(tǒng)保障電路板在酷熱或極寒的環(huán)境中，保持在相對恒定的溫度，提高測量系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

2.1.4 采用溫度補償電路

圖14 補償電路

如下圖11所示，RC、C與RP一起組成相位補償電路，溫度變化帶來集成運放內(nèi)部放大電路的不一致，通過補償讓其達到一致。對于補償電路一般有3種處理方法，超前補償、滯后補償、超前滯后補償，這里所描述為滯后補償電路，如圖14所示。在如上的電路中，先將CB短接，將RB由大到小調(diào)節(jié)，直到放大器進入臨界狀態(tài)（出現(xiàn)振蕩狀態(tài)），此時，示波器看到的近似于正弦波。根據(jù)示波器計算出當前的振蕩頻率f，該頻率就是放大器放大倍數(shù)為1時的頻率。

補償電容CB的值可按下式估算，即

或者

3 實驗結(jié)果及分析

為了達到良好的電壓跟蹤效果，考慮到單電源對運算放大器的影響，此次使用雙電源設(shè)計方案，使用AD公司的電源芯片TPS65131，該電源芯片為單電源輸入雙電源輸出，輸入電壓VINP的范圍為（-0.3V,17V），符合汽車的電壓等級，工作溫度為-40℃～125℃，通過內(nèi)部的BUCK-BOOST變換電路可以實現(xiàn)-17V～17V的正負雙電壓輸出。在電路的設(shè)計中，對于輸入端口采用多電容濾波方案，使用穩(wěn)定的單位增益運算放大器作為電壓跟隨器，電路設(shè)計如圖所示17所示。

圖15 未經(jīng)過優(yōu)化濾波的角度傳感器電壓波形

圖16 經(jīng)過優(yōu)化濾波的角度傳感器電壓波形

對于角度傳感器，在未經(jīng)過優(yōu)化濾波的電路后，測得其在單片機AD端口的電壓波形如圖16所示。從圖中可知其電壓波動明顯，有大量紋波。而經(jīng)過優(yōu)化濾波后其輸出波形如圖17所示，電壓穩(wěn)定了很多，驗證了方案設(shè)計時有效的。

5 結(jié)論

本文通過對線控轉(zhuǎn)向汽車控制器中遇到的電壓模擬量波動現(xiàn)象進行分析，分別對電容濾波以及阻抗匹配進行論證，提出選型具體的設(shè)計方法和步驟，能夠為模擬量的優(yōu)化監(jiān)控設(shè)計提供一定的指導和參考。

實驗結(jié)果表明：

1）車電子運行環(huán)境中，存在復雜的干擾信號，需要實用多電容并聯(lián)的方法來有效的濾除噪音信號。在本次設(shè)計中，通過多電解電容和陶瓷電容的并聯(lián)濾波，噪音明顯減少，紋波減少為20%。

2）對于模擬信號的監(jiān)控，為了達到更好的隔離效果，保證傳感器和MCU不相互干擾，實用運算放大器進行阻抗匹配可以達到優(yōu)化的效果。本次設(shè)計的模塊，在面對不同輸出阻抗的傳感器時，達到了很好的跟蹤效果。

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