魏瑞剛

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

直升機經(jīng)過近30年的發(fā)展，其飛行和作戰(zhàn)性能不斷提高，已經(jīng)逐漸成為戰(zhàn)場火力支援、武裝偵察以及人員輸送的主要力量。除此之外，由于我國地震、洪水和森林火災(zāi)等嚴重自然災(zāi)害頻發(fā)，直升機因其具有快速、機動靈活和不受地理條件限制等特點，在搶險救災(zāi)過程中作為空中救援和偵察平臺，得到了大量應(yīng)用。

隨著直升機的應(yīng)用范圍越來越廣和任務(wù)復雜度不斷提高，機地間的不間斷通信、寬帶數(shù)據(jù)傳輸和多空域的地面協(xié)同指揮的需求也逐漸增長，原有的機載通信手段難以滿足這種要求。而衛(wèi)星通信具有廣域覆蓋、受地理環(huán)境約束小、支持寬帶組網(wǎng)通信和通信質(zhì)量穩(wěn)定等特點，可以很好地解決這一問題，因此研究衛(wèi)星通信在直升機平臺上的應(yīng)用具有重要的意義。然而直升機衛(wèi)星通信信號的傳輸會受到直升機旋翼遮擋的影響，文獻[1]中給出了基于LMS估計的縫隙預測方案，該算法能夠完成發(fā)生縫隙時刻的預測，但是在工程實現(xiàn)中檢測的可靠性不高。文獻[2]中給出了基于重發(fā)策略的抗旋翼遮擋方法，該方法的缺點也是傳輸效率較低。文獻[3]中給出了基于信號檢測的縫隙通信思想，利用縫隙間隔完成信號的傳輸，但復雜度較高。本文通過分析直升機衛(wèi)星通信旋翼遮擋的特點，設(shè)計了一種信道高效傳輸?shù)膸Y(jié)構(gòu)，該幀結(jié)構(gòu)的信號捕獲概率高，虛警概率很小，能夠在不降低傳輸效率的前提下降低旋翼遮擋對信號捕獲的影響，而且能夠提高頻率估計的頻差范圍。

1 直升機衛(wèi)星通信旋翼遮擋問題

由于直升機物理結(jié)構(gòu)的特點，導致直升機衛(wèi)通天線只能安裝在直升機旋翼的下方，其安裝示意圖如圖1所示。從圖1可見，直升機衛(wèi)通天線在收發(fā)衛(wèi)通信號時，會受到直升機旋翼的遮擋，在直升機飛行的過程中，旋翼周期性地遮擋天線面，造成機載接收信號的衰減。

信號遮擋的周期由旋翼轉(zhuǎn)速和槳葉數(shù)決定，與直升機飛行航向和衛(wèi)星的仰角和位置等參數(shù)無關(guān)。

T=1/(V×N)，

(1)

式中，T為遮擋周期(s)；V為旋翼轉(zhuǎn)速(r/s)；N為槳葉的數(shù)量。

圖1 直升機衛(wèi)通天線安裝示意

每個旋翼的遮擋時間可以近似依據(jù)式(2)決定，無遮擋時間近似依據(jù)式(3)決定，文獻[1]中給出在不同的航向夾角β的情況下，旋翼對天線的遮擋時間長短的計算公式，可以用γ表示旋翼對天線的遮擋時間。

(2)

(3)

(4)

λ=h×cotα，

(5)

式中，d為天線與旋翼中心的水平距離；h為天線與旋翼中心的垂直距離；α為天線仰角。

在直升機旋翼下，用實時頻譜儀采集的直升機旋翼遮擋的實測數(shù)據(jù)可以得到如圖2所示的信號衰減模型，信號衰減周期為旋翼遮擋周期，信號衰減幅度約為18～20 dB。

圖2 旋翼遮擋信號衰減

2 前向鏈路幀結(jié)構(gòu)設(shè)計

通過上述分析得知，在直升機旋翼遮擋下，機載接收機的接收信號功率會按照某種周期衰減，而接收信號功率的衰減勢必會影響解調(diào)流程中信號的同步，而同步信息僅用來完成信道鏈路的同步，不傳輸任何業(yè)務(wù)信息，因此同步信息的長度會影響信道傳輸?shù)男?，為了便于信道的同步，需要在傳輸?shù)挠行兄芷诓迦胪叫畔?，此外考慮信道的傳輸效率，要盡量減少同步信息插入的數(shù)量，平衡同步信息的數(shù)量和信道傳輸?shù)男适切盘枎Y(jié)構(gòu)設(shè)計首先要考慮的問題，另外如果插入的信息能夠被多個功能利用，同樣會達到最優(yōu)設(shè)計的目的。鑒于以上目的，本文設(shè)計了一種幀結(jié)構(gòu)，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示，通過傳輸該幀結(jié)構(gòu)的信息，機載解調(diào)器能夠在接收信號被旋翼周期遮擋的條件下正確完成信號的解調(diào)。

圖3 幀結(jié)構(gòu)示意

圖3中，每個物理幀由數(shù)據(jù)幀S和導頻幀P組成，其中每個數(shù)據(jù)幀S由30個符號比特構(gòu)成，而導頻幀P是由2種PN碼P1和P2組成，其中P1為周期是128的偽隨機碼序列，P2為周期為220的偽隨機碼的截短序列，信道數(shù)據(jù)的捕獲主要由導頻幀P1來完成，頻率同步和相位同步主要由P1和P2共同來完成。假定設(shè)計的系統(tǒng)編碼幀長度為16 200 Bit，則一幀數(shù)據(jù)中需要插入的導頻比特共有540 Bit，這樣幀效率可達97%，滿足傳輸系統(tǒng)的要求。

針對以上設(shè)計的幀結(jié)構(gòu)，系統(tǒng)的解調(diào)同步可以按照如下方法進行：首先對幀結(jié)構(gòu)中的數(shù)據(jù)信息和導頻信息利用傅里葉變換的方法完成初始的大頻偏估計，對信號的大頻偏做一校正；然后再利用插入的導頻信息做二次頻率估計，完成對殘余頻偏的頻偏校正，確保最后的頻差能夠滿足載波相位跟蹤的要求；最后利用相位內(nèi)插法完成載波的相位同步。

采用以上幀結(jié)構(gòu)的設(shè)計方法具有以下優(yōu)點：

① 用來捕獲的導頻信息分散地插入數(shù)據(jù)比特中，在低速信號的傳輸中，降低了旋翼遮擋對信號捕獲的影響；

② 解調(diào)同步共用了用來捕獲的導頻信息，提高了信道傳輸效率；

③ 采用已知的導頻信息做頻率同步，提高了頻率估計的頻差范圍。

基于在旋翼遮擋的條件下，信號捕獲和頻率跟蹤在解調(diào)流程中的重要性，下面重點對信號的捕獲技術(shù)和頻率跟蹤技術(shù)做詳細分析。

3 信號捕獲技術(shù)分析

信號的捕獲采用基于匹配濾波器的捕獲算法，算法原理框圖如圖4所示。

圖4 信號捕獲算法原理

接收到的IQ信號進入數(shù)據(jù)抽取模塊，按照每隔30個符號抽取一次的規(guī)則進行運算，抽取后的IQ數(shù)據(jù)分別與本地PN碼產(chǎn)生的偽隨機序列做相關(guān)運算，將相關(guān)運算后的數(shù)據(jù)取模并且與設(shè)定的判決門限值做比較，進而完成整個捕獲過程。

由最佳接收的理論可知，對于接收信號s(t)，其匹配濾波器的沖擊響應(yīng)為：

h(t)=s(T-t)，

(6)

式中，T為信號s(t)的持續(xù)時間，濾波器的輸出為：

(7)

假設(shè)數(shù)字匹配濾波器的輸入信號的采用速率為fs，濾波器的級數(shù)為N，則式(7)對應(yīng)的離散形式為：

(8)

h(kTs)=PN(NTs-kTs)。

(9)

在實現(xiàn)過程中，把式(9)中的h(kTs)看作濾波器的系數(shù)，可以設(shè)置成PN碼序列{c0，c1，c2，…，cN-2，cN-1}。

在捕獲時，接收到的信號與本地信號進行相關(guān)運算，可以將本地的PN碼序列作為固定的濾波器系數(shù)，讓接收到的信號進入濾波器中，每一時刻都會得到一個相關(guān)值，當2個序列的相位一致時，會出現(xiàn)一個相關(guān)峰，如果相關(guān)峰的大小超出給定的門限值，則信號捕獲成功，另外可以在門限判決模塊中加入一種控制策略來減小在旋翼遮擋的條件下信號捕獲的漏警概率。

下面通過仿真的手段來分析捕獲門限的選取及捕獲虛警的概率。

仿真條件：QPSK調(diào)制，8倍采樣，Es/N0為3 dB，歸一化頻偏為1/32，成型濾波器和匹配濾波器的滾降系數(shù)β=0.35的平方根升余弦濾波器，歸一化時鐘偏移為1/8，歸一化頻偏為1/32。

門限仿真圖如圖5所示。從圖5可以看到，本地碼與捕獲碼字對齊與不對齊的情況下，相關(guān)值分界分明，門限比較容易設(shè)置。

圖5 捕獲門限仿真

下面分析在不同的頻偏條件下信號的捕獲概率和虛警概率。假設(shè)如下仿真條件：符號Es/N0設(shè)為3 dB，判決門限設(shè)為280，旋翼遮擋周期為62.5 ms，遮擋比例為20%，歸一化頻偏以1/27的步進在[1/27，1/23]內(nèi)變化，每個歸一化頻偏樣點蒙特卡洛仿真10 000次，得到的捕獲和虛警概率如表1所示。從表1可以看出，在整個歸一化頻偏區(qū)間內(nèi)，虛警概率不大于0.1%，在工程實現(xiàn)上，這個概率在可允許的范圍內(nèi)。

表1 不同頻偏下捕獲概率和虛警概率

歸一化頻偏捕獲概率/%虛警概率/%1/271000.011/261000.031/251000.041/2499.990.031/2399.990.06

下面分析在不同的信噪比條件下，信號的捕獲概率和虛警概率。假設(shè)如下仿真條件：歸一化頻偏為1/25，判決門限設(shè)為280，旋翼遮擋周期為62.5 ms，遮擋比例為20%，Es/N0以1 dB的步進在[0 dB，5 dB]范圍內(nèi)變化，每個Es/N0樣點蒙特卡洛仿真1 000次，得到相應(yīng)的捕獲和虛警概率如表2所示。從表2可以看出，Es/N0大于3 dB時，捕獲概率可達100%，虛警概率小于0.1%，滿足實際的工程需求。

表2 不同符號信噪比下捕獲概率和虛警概率

Es/N0/dB捕獲概率/%虛警概率/%099.980.08199.980.0621000.0731000.0341000.0351000.02

4 頻率估計技術(shù)分析

本文在幀結(jié)構(gòu)的設(shè)計中，考慮了系統(tǒng)的頻偏估計問題，頻偏估計的原理框圖如圖6所示。

圖6 頻率估計原理

以QPSK調(diào)制方式為例，數(shù)據(jù)處理模塊首先對輸入數(shù)據(jù)作4次方運算，并對運算后的數(shù)據(jù)進行存儲。當累計存儲4096點后用高速時鐘發(fā)送給FFT模塊做FFT變換。

假設(shè)QPSK調(diào)制信號為：

s(t)=A×exp(jθM)exp[j(2πΔf+θ)]，

(10)

式中，θM為QPSK的調(diào)制相位，θM=π/4×N(N=0，1，2，3)；Δf為信號頻偏；A為調(diào)制信號幅度。對其進行4次方運算之后，

s(t)4=A4exp(j×4×θM)×

exp[j×(2π×4×(Δf+θ))]=

A4exp[j×(2π×4×(Δf+θ))]。

(11)

變換之后的信號為一頻率為4Δf的正弦信號，理論上對其進行FFT運算后會在4Δf的頻點出現(xiàn)最大幅度譜線。因此，根據(jù)FFT運算后最大值的位置可以計算出信號偏移。

假設(shè)如下仿真條件：調(diào)制方式為QPSK，歸一化頻偏為1/64，在門限信噪比Es/N0=3 dB，旋翼遮擋周期為62.5 ms，遮擋比例為20%，F(xiàn)FT長度為4 096條件下通過FFT計算出的頻偏仿真圖如圖7所示。從圖中可以看出，最大點的位置出現(xiàn)在第257個點處，則仿真出的頻偏為257/(4 096×4)=1/63.75，其估計的歸一化精度可達1/(4 096×4)，經(jīng)過前文所述的二次估計后歸一化精度可達1/106，滿足工程的需求。

圖7 頻率估計仿真結(jié)果

5 結(jié)束語

在直升機衛(wèi)星通信系統(tǒng)的應(yīng)用背景下，在幀內(nèi)插入導頻信息解決了直升機旋翼遮擋對信號接收的影響，而且滿足所設(shè)計幀結(jié)構(gòu)的信號捕獲概率高，錯捕概率較低，并且具有較高的頻率估計精度。由于該算法具有通用性，能夠適應(yīng)不同型號的直升機，因此該設(shè)計方法具有極強的實際使用價值，給出的原理框圖可以指導工程實現(xiàn)。

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