衛(wèi)少卿，陳冠軍

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

目前雷達(dá)、電子對(duì)抗等領(lǐng)域的電子技術(shù)發(fā)展日新月異，而大功率放大器作為電子系統(tǒng)中的關(guān)鍵部件，對(duì)其綜合性能的要求也越來(lái)越高[1]。在Ka頻段，傳統(tǒng)的行波管功放具有驅(qū)動(dòng)電壓高、體積大和易老化的缺點(diǎn)[2]，已經(jīng)不能滿(mǎn)足電子系統(tǒng)對(duì)功放小型化、高可靠性的要求[3]。

目前采用氮化鎵(GaN)材料的Ka頻段功放芯片已達(dá)到10 W的輸出功率[4]，但是由于Ka頻段大功率器件禁運(yùn)的原因，我國(guó)在固態(tài)功放的研制中還是多采用砷化鎵(GaAs)芯片多片合成的方式進(jìn)行設(shè)計(jì)[5]。

由于平面合成方式在Ka頻段損耗較高[6]，該頻段的功率合成通常在波導(dǎo)內(nèi)進(jìn)行[7]；同時(shí)，為了提高參與合成的芯片密度，盡量縮小合成器體積，波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成技術(shù)則成為主流技術(shù)途徑[8-9]，本文提出了一種Ka頻段12路波導(dǎo)內(nèi)空間功率分配/合成方案，該方案由H面波導(dǎo)內(nèi)3路功分結(jié)構(gòu)配合2×2鰭線(xiàn)疊層式空間功率分配/合成器組成。利用該12路功率分配/合成網(wǎng)絡(luò)配合GaAs功放MMIC設(shè)計(jì)了一種功率放大器[10-11]，該放大器具有結(jié)構(gòu)緊湊、合成效率高的特點(diǎn)。

1 波導(dǎo)內(nèi)H面3路功分器

根據(jù)N路功分器原理[12-13]，N路功分器在N個(gè)輸出端口阻抗不相同時(shí)，輸入端耦合至各個(gè)輸出端口的功率都不相同，通過(guò)該基本原理調(diào)節(jié)輸出端口阻抗以及輸入輸出端口間的匹配，即可獲得任意功分比的N路功分器。從N路功分器原理中推導(dǎo)出H面3路功分器電路原理如圖1所示。

圖1 3路功分器原理

N路功分器為了實(shí)現(xiàn)N路等功分，必須使得R1=R2=...=Rn=R。同時(shí)為了保證輸入阻抗匹配，設(shè)功分器輸入傳輸線(xiàn)阻抗為Rs，為了實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，必須要求Rs=Zin。這里

(1)

本文中的功分器為波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，矩形波導(dǎo)傳輸線(xiàn)在傳播TE10波時(shí)，其特征阻抗為：

(2)

由式(2)可看出，空氣波導(dǎo)的寬邊長(zhǎng)度確定之后其特征阻抗為一固定值，并聯(lián)之后并不能實(shí)現(xiàn)Rs=Zin，為此必須在每一個(gè)支路加入一段阻抗為Rgn的傳輸線(xiàn)參與匹配。

本文H面3路波導(dǎo)功分器采用該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)思想進(jìn)行建模，三維模型如圖2所示。

圖2 H面3路波導(dǎo)功分器模型

該結(jié)構(gòu)采用WR28標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)輸入，之后將波導(dǎo)寬邊擴(kuò)展，形成一過(guò)模波導(dǎo)腔體，該過(guò)模波導(dǎo)腔可等效為一段低阻抗傳輸線(xiàn)。由于波導(dǎo)腔內(nèi)場(chǎng)分布在輸出端口2支路處最強(qiáng)，在兩側(cè)輸出端口處較弱，為了調(diào)節(jié)功分比以及使4個(gè)端口匹配，在設(shè)計(jì)中減小輸出端口2與過(guò)模腔連接部分的波導(dǎo)寬度，并在過(guò)模腔內(nèi)增加4個(gè)感性方柱。通過(guò)優(yōu)化可使得該3路功分器的4個(gè)端口的阻抗與標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)阻抗相匹配，并且3個(gè)輸出端口實(shí)現(xiàn)等幅輸出。

同時(shí)，由于3路功分的傳輸路徑不同，為確保其等相位輸出，還需在輸出2端口增加一段彎折波導(dǎo)，通過(guò)增加傳輸路徑實(shí)現(xiàn)相位補(bǔ)償，以達(dá)到等相位輸出[14-15]，仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 H面3路波導(dǎo)功分器仿真結(jié)果

由圖3可以看出，3路功分器在32.8～36.2 GHz帶內(nèi)有著良好的功分幅度平衡度，3路輸出功率幅度離散小于0.3 dB，且回波損耗S11小于-20 dB。

同時(shí)，由于傳輸路徑的不同導(dǎo)致3個(gè)功分支路有一定的相位差，在功放需要的33.5～35.5 GHz帶內(nèi)的相位差小于等于9°，該相位差對(duì)功率合成的影響并不明顯[16]。

2 2×2鰭線(xiàn)疊層式空間功率分配/合成器

2.1 雙對(duì)脊鰭線(xiàn)功分器設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的波導(dǎo)—對(duì)脊鰭線(xiàn)過(guò)渡結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)電磁波從波導(dǎo)的TE10模傳輸?shù)轿Ь€(xiàn)的準(zhǔn)TEM傳輸?shù)霓D(zhuǎn)換，在此基礎(chǔ)上將鰭線(xiàn)變?yōu)殡p對(duì)脊形式，并將轉(zhuǎn)換后的微帶線(xiàn)以功分形式輸出即可構(gòu)成雙對(duì)脊鰭線(xiàn)功分器。鰭線(xiàn)的基礎(chǔ)過(guò)渡線(xiàn)采用余弦平方漸變線(xiàn)的形式[17]，其公式為：

(3)

式中，L為過(guò)渡線(xiàn)的總長(zhǎng)度；b為WR28波導(dǎo)的窄邊寬度；W為50 Ω微帶線(xiàn)的線(xiàn)寬；z為漸變線(xiàn)的縱向坐標(biāo)。利用HFSS軟件進(jìn)行建模，在完成過(guò)渡的同時(shí)對(duì)其進(jìn)行了2路功分，基片嵌入位置為WR28波導(dǎo)寬邊中心部位，電路基片采用0.254 mm厚的Rogers RT/duroid 5880介質(zhì)基片，2路微帶線(xiàn)輸出端口阻抗為50 Ω。對(duì)其進(jìn)行優(yōu)化后可得到圖4的模型以及圖5的仿真結(jié)果。

圖4 雙對(duì)脊鰭線(xiàn)功分電路

圖5 H面3路波導(dǎo)功分器仿真結(jié)果

由圖5的S參數(shù)仿真曲線(xiàn)可看出此結(jié)構(gòu)在30～38 GHz帶內(nèi)的回波損耗小于-15 dB，2路輸出功率幅度不平衡度小于0.1 dB。2路輸出端口的相位相差179.59°，符合理論分析中的180°相位差情況。采用該結(jié)構(gòu)進(jìn)行功率合成時(shí)，合成網(wǎng)絡(luò)是功分網(wǎng)絡(luò)的鏡像應(yīng)用，2個(gè)端口同樣相差180°，在背靠背級(jí)聯(lián)時(shí)就對(duì)功分相位差進(jìn)行了補(bǔ)償，從而完成無(wú)相位差的功率合成。

2.2 2×2鰭線(xiàn)疊層結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

2×2鰭線(xiàn)疊層式空間功率分配/合成器包含了2層雙對(duì)脊鰭線(xiàn)功分器，將雙對(duì)脊鰭線(xiàn)基板鏡像，并以WR28波導(dǎo)寬邊中心位置作為基準(zhǔn)面將2個(gè)基板對(duì)稱(chēng)放置，即可構(gòu)成2×2鰭線(xiàn)疊層結(jié)構(gòu)的基本形式。在此基礎(chǔ)上對(duì)微帶線(xiàn)參數(shù)以及基板位置做統(tǒng)一優(yōu)化即可實(shí)現(xiàn)該2×2疊層功分器[18]。為了使功放MMIC能夠接觸到波導(dǎo)底面得到良好的散熱，將輸出帶線(xiàn)設(shè)計(jì)為面朝波導(dǎo)內(nèi)部的結(jié)構(gòu)，三維模型如圖6(a)所示，將其進(jìn)行背靠背仿真以驗(yàn)證其功率合成效果，模型如圖6(b)所示。對(duì)其進(jìn)行仿真的結(jié)果如圖7所示。

圖6 2×2鰭線(xiàn)疊層結(jié)構(gòu)

圖7 2×2鰭線(xiàn)疊層結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果

由仿真結(jié)果可看出，2×2鰭線(xiàn)疊層結(jié)構(gòu)功分器有著良好的輸出功率一致性，且在31.5～37 GHz頻帶內(nèi)的回波損耗低于-20 dB；背靠背結(jié)構(gòu)在31～37 GHz帶內(nèi)回波損耗小于-20 dB，插入損耗小于0.1 dB。

3 功放整體實(shí)現(xiàn)

3.1 12路功分/合成器整體仿真

在H面3路波導(dǎo)功分器的每一個(gè)波導(dǎo)輸出端口上級(jí)聯(lián)一個(gè)2×2鰭線(xiàn)疊層功分器即可實(shí)現(xiàn)12路功分輸出，并對(duì)其進(jìn)行建模及優(yōu)化仿真。該12路功分器結(jié)構(gòu)如圖8(a)所示，仿真結(jié)果如圖9(a)所示。再取2個(gè)同樣的12路功分器進(jìn)行背靠背連接，并對(duì)其進(jìn)行仿真以考察該設(shè)計(jì)的合成效果，模型結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果如圖8(b)所示，仿真結(jié)果如圖9(b)所示。

圖8 12路功分/合成器結(jié)構(gòu)

圖9 12路功分/合成器仿真結(jié)果

由圖9可看出，該功分器結(jié)構(gòu)在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)的功率幅度離散小于0.4 dB，具有良好的功分幅度一致性；背靠背仿真結(jié)果顯示該合成結(jié)構(gòu)的S21小于0.4 dB，S11小于-15 dB。由仿真結(jié)果可判斷，該12路功率分配/合成器具有良好的駐波特性以及傳輸特性。

3.2 功放整體實(shí)現(xiàn)

該功率放大器需要在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)40 W以上的功率輸出。選擇Triquint公司的TGA-4517功率放大器芯片作為基礎(chǔ)的功放單元。

根據(jù)脈沖體制的要求及電源設(shè)計(jì)[19]，首先將功放的工作條件設(shè)定在工作占空比5%、工作脈寬10 μs、漏極工作電壓VD=6.3 V，柵極工作電壓VG=-0.6 V 。在此條件下測(cè)定該芯片在33.5～35.5 GHz的飽和輸出功率最小點(diǎn)出現(xiàn)在33.8 GHz處，為36.5 dBm(約4.5 W)，如圖10所示。

圖10 TGA-4517單片飽和輸出功率測(cè)試結(jié)果

采用該芯片配合上面描述的12路功率分配/合成器進(jìn)行了功放的整體設(shè)計(jì)及加工，2×2疊層鰭線(xiàn)模塊實(shí)物如圖11(a)所示，功放整體如圖11(b)所示。

圖11 波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成功率放大器實(shí)物

對(duì)該功放進(jìn)行輸出功率測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如圖12所示。

圖12 12路功率放大器整體輸出功率測(cè)試結(jié)果

由圖12可以看出，通過(guò)本文設(shè)計(jì)出的12路波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成放大器在33.5～35.5 GHz 帶內(nèi)最大輸出功率為47.1 dBm，約為51.3 W；帶內(nèi)最小輸出功率出現(xiàn)在35.5 GHz頻率點(diǎn)，此時(shí)的輸出功率為46.5 dBm，約為45 W。

配合圖10中測(cè)出的單芯片輸出功率可以計(jì)算出，該功放在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)合成效率最高在33.7 GHz處，為85.3%；合成效率最低在35.5 GHz處，為79.6%。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了一種H面3路波導(dǎo)功率分配/合成器和一種2×2鰭線(xiàn)疊層式空間功率分配/合成器，并在此基礎(chǔ)上構(gòu)建了一種12路空間功率分配/合成器。采用該功率分配/合成器將12片功率約為4.5 W的芯片進(jìn)行了功率合成，在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了大于45 W的總功率輸出，合成效率大于79.6%。提出的非二進(jìn)制(2n)功率分配/合成網(wǎng)絡(luò)，具有結(jié)構(gòu)緊湊、插入損耗低和輸入輸出端口駐波好等優(yōu)點(diǎn)。

Ka頻段衛(wèi)星通信系統(tǒng)的地面站上行頻率為29～31 GHz，與本文的設(shè)計(jì)頻率較為接近，同時(shí)二者均采用WR28波導(dǎo)，本文設(shè)計(jì)的12路波導(dǎo)功率分配/合成器在參數(shù)稍作調(diào)整的前提下即可應(yīng)用于衛(wèi)通功放，該結(jié)構(gòu)還可應(yīng)用于Ka頻段的多種功率放大器的設(shè)計(jì)。

[1] 吳偉仁，李海濤.嫦娥二號(hào)工程X 頻段測(cè)控技術(shù)[J].中國(guó)科學(xué)，2013，43(1)：20-27.

[2] 李新勝.X 頻段1000 W 連續(xù)波固態(tài)高功放研制[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2013，43(5)：39-41.

[3] GRANATSTEIN V L，OARKER P K，ARMSTRONG C M.Scanning Technology：Vacuum Electronics at the Dawn of the Twenty-first Century[J].Proc.IEEE(Special Issue)1999，87(5)：702-716.

[4] BECKER J P，DICKMAN E J.A Planar Compatible Traveling-wave Waveguide-based Power Divider/Combiner[J].IEEE Transaction on Microwave Theory Techniques，2008，56(8)：1889-1898.

[5] SONG K，F(xiàn)AN Y，HE Z.Narrowband Amplifier with Excellent Power Combining Efficiency[J].Electronics Letters，2007，43(13)：717-719.

[6] SONG K，XUE Q.Planar Probe Coaxial-waveguide Power Combiner/Divider[J].IEEE Transaction on Microwave Theory Techniques，2009，57(11)：2671-2767.

[7] 江肖力，王斌.Ka頻段T型波導(dǎo)功率合成器的改進(jìn)設(shè)計(jì)[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2009，39(3)：41-43.

[8] 劉立浩，王斌.50 W Ka頻段固態(tài)功率放大器設(shè)計(jì)[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2013，43(11)：46-49.

[9] 鄧海林，張德偉，周東方，等.微波功率放大器非線(xiàn)性特性分析[J].電訊技術(shù)，2016，56(12)：1393-1399.

[10] 王雷，劉立浩，薛騰，等.Ku頻段80 W固態(tài)功率放大器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2015，45(11)：73-76.

[11] 朱峰，方家興，吳洪江，等.模擬預(yù)失真功率放大器的研制[J].半導(dǎo)體技術(shù)，2016，41(8)：595-598.

[12] JIA Pengcheng.Multioctave Spatial Power Combining in Oversized Coaxial Waveguide[J].IEEE Trans.on Microwave Theory and Techniques，2002，50(5)：1355-1360.

[13] 楊志國(guó)，劉立浩.一種新型Ka頻段六路功率分配/合成網(wǎng)絡(luò)[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2011，41(2)：41-43.

[14] 王斌，汪春霆.一種Ka頻段功率合成放大器的設(shè)計(jì)[J].無(wú)線(xiàn)電工程，2017，47(1)：49-52.

[15] 吳旦昱，陳曉娟，劉新宇.Ka波段16 W脈沖功率放大器的研制[J].半導(dǎo)體技術(shù)，2010，35(6)：589-593.

[16] JIA P，CHEN L Y，ALEXANIAN A，et al.Broad-band High Power Amplifier Using Spatial power-combining Technique[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2003，51(12)：2469-2475.

[17] XIE X，ZHAO C，DIAO R.A Millimeter-wave Power Combining Amplifier Based on a Waveguide-microstrip E-plane Dual-probe Four-way Power Combining Network[J].International Journal of Infrared and Millimeter Waves，2008，29(9) ：862-870.

[18] LAI Y A，LIN C M，CHIU J C，et al.A Compact Ka-band Planar Three-way Power Divider[J].Microwave and Wireless Components Letters，IEEE，2007，17(12)：840-842.

[19] SONG K，F(xiàn)AN Y，HE Z.Broadband Radial Waveguide Spatial Combiner[J].Microwave and Wireless Components Letters，IEEE，2008，18(2)：73-75.