楊　博，梁允峰，孟聯(lián)文，杜培明，張永勝

(太原衛(wèi)星發(fā)射中心，太原 030031)

0　引　言

在航天靶場(chǎng)無線電測(cè)控系統(tǒng)中，為獲得更好的測(cè)速精度(降低隨機(jī)誤差和系統(tǒng)誤差)，測(cè)速雷達(dá)要求較高的頻率源穩(wěn)定性和準(zhǔn)確性[1-2]，目前常用的是銣鐘頻率源[3]。國(guó)內(nèi)外對(duì)于頻率源模型[4-5]及銣鐘頻率源對(duì)無線電跟蹤精度影響的研究[6-8]已開展得比較深入，文獻(xiàn)[2]建立雙向多普勒測(cè)速的簡(jiǎn)化頻率流程，分析了頻率源短穩(wěn)及各相干振蕩器的短穩(wěn)對(duì)測(cè)速隨機(jī)誤差的影響；文獻(xiàn)[3]研究了銣鐘校頻原理，提出了多參考源的銣原子鐘校頻方案；文獻(xiàn)[5]討論了震動(dòng)對(duì)時(shí)頻的影響和對(duì)測(cè)速誤差的影響；文獻(xiàn)[6]采用雙向跟蹤模式建立多普勒測(cè)速跟蹤系統(tǒng)模型，推導(dǎo)了阿倫方差、取樣時(shí)間以及電波往返傳輸時(shí)間與地面站系統(tǒng)多普勒測(cè)速精度的關(guān)系；文獻(xiàn)[7]討論了本振相位噪聲對(duì)雷達(dá)系統(tǒng)的影響因素，并提出合理的相位指標(biāo)參數(shù)；文獻(xiàn)[8]利用高速鑒相器和VCOCXO組成精密鎖相環(huán)路，實(shí)現(xiàn)超高穩(wěn)頻率源，已應(yīng)用于測(cè)速雷達(dá)系統(tǒng)。但上述文獻(xiàn)中模型只是從仿真角度進(jìn)行了校驗(yàn)，沒有結(jié)合雷達(dá)實(shí)際測(cè)量數(shù)據(jù)分析，并且沒有考慮時(shí)鐘切換的影響。文獻(xiàn)[9]針對(duì)星載原子鐘，提出數(shù)字鎖相環(huán)和直接頻率合成的頻率源切換方案，但針對(duì)測(cè)控雷達(dá)的相關(guān)研究并不多。本文建立了基于頻率源分析雷達(dá)測(cè)速精度理論模型，采用同步校頻和互備雙鎖相環(huán)的新方法實(shí)現(xiàn)高穩(wěn)定和高精度的銣鐘頻率源，提升頻率源準(zhǔn)確度、穩(wěn)定度和可靠性；并通過靜態(tài)試驗(yàn)和動(dòng)態(tài)試驗(yàn)數(shù)據(jù)分析頻率源基準(zhǔn)幅度、頻偏、準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度對(duì)雷達(dá)測(cè)速多普勒及測(cè)速精度的影響。

1　理論分析

1.1　頻率源模型

頻率源的頻率起伏包括確定性部分和隨機(jī)性部分，確定性部分與頻率準(zhǔn)確度相關(guān)，頻率準(zhǔn)確度表示振蕩頻率偏離標(biāo)稱頻率f0的程度，隨機(jī)性部分與短期穩(wěn)定性有關(guān)，在時(shí)域可以用阿倫方差[4]表示。在頻域可以用冪律譜噪聲模型[5]表示，用信號(hào)相位噪聲表征，時(shí)域的穩(wěn)定度和頻率域相位噪聲轉(zhuǎn)換關(guān)系如表1所示。

表1　相位噪聲與短穩(wěn)的換算公式Table 1　Short-term stability versus phase noise

其中，τ為測(cè)量間隔時(shí)間，y為Δf/f0，f0為載波頻率，fm為載波邊帶頻率，即測(cè)量頻率相對(duì)載波頻率的頻偏，fB為測(cè)量系統(tǒng)帶寬；(fm)為不同頻偏下相位噪聲,σyi(τ)為不同斜率頻偏分量fm時(shí)的短穩(wěn)分量，m表示相位噪聲曲線斜率。σYI(τ)為綜合短穩(wěn)結(jié)果，如下所示：

σYI(τ)=

(1)

1.2　頻率源影響測(cè)速模型

測(cè)速雷達(dá)系統(tǒng)中，分析頻率源對(duì)測(cè)速多普勒影響如圖1所示，其中T表示發(fā)射天線，R表示接收天線，發(fā)射頻率基準(zhǔn)ft 0，接收頻率基準(zhǔn)fr 0，上變頻系數(shù)Ku，下變頻系數(shù)Kd，λ為接收信號(hào)的工作波長(zhǎng)，雷達(dá)主站發(fā)射出由原子鐘上變頻產(chǎn)生的發(fā)射信號(hào)(頻率fT)后，經(jīng)應(yīng)答機(jī)[1]接收(頻率fsR)鎖相倍頻，轉(zhuǎn)發(fā)(頻率fsT)下傳,N為應(yīng)答機(jī)頻率轉(zhuǎn)發(fā)比，雷達(dá)接收頻率fR，包含上行通路和下行通路多普勒信息，接收基準(zhǔn)頻率fR 0,fR 0不包含多普勒信息，多普勒信息為fd，推理可知，多普勒可用下式表示:

fd=fR-fR 0=N(Kuft 0)(1-2v/c)-Kdfr 0=

Kd(ft 0-fr 0)-Kdft 0(2v/c)

(2)

圖1　頻率源測(cè)速模型Fig.1　The Doppler diagram versus frequency source

1.3　測(cè)速精度分析

測(cè)速精度主要包括隨機(jī)誤差和系統(tǒng)誤差，隨機(jī)誤差主要包括頻率源不穩(wěn)、電源有規(guī)干擾和雜波干擾、熱噪聲誤差、測(cè)速終端量化噪聲等引入的誤差[11]，本文主要討論頻率源不穩(wěn)對(duì)發(fā)射和接收信道帶來的誤差影響。

假設(shè)10 MHz頻率源短穩(wěn)指標(biāo)為σy(τ1)，τ1為測(cè)量間隔時(shí)間，接收本振信號(hào)和發(fā)射信號(hào)均由10 MHz頻率源倍頻、變頻和放大產(chǎn)生，其短穩(wěn)指標(biāo)變?yōu)棣襶1(τ1)。則頻率源不穩(wěn)定度引起的測(cè)速相位誤差為式(3)，折算到速度誤差上如式(4)所示：

(3)

(4)

式中:σφ1為相位誤差，fR=Kdfr 0+fd為接收頻率，τ為積分時(shí)間，λ為信號(hào)波長(zhǎng)，σv為測(cè)速誤差，發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)引入相位誤差計(jì)算方法相同。

測(cè)速系統(tǒng)誤差主要包括發(fā)射信道相位漂移、接收信道相位漂移和測(cè)速終端相位漂移誤差[12]；如果收發(fā)同源，則ft 0=fr 0，由式(2)可知，fd=-2Kd·fr 0v/c=-2fR 0v/c，v=-cfd/(2fR 0)。如果收發(fā)不同源(副站)，fd包含收發(fā)頻率源不一致導(dǎo)致的系統(tǒng)差Kd(ft 0-fr 0)，其中(ft 0-fr 0)為發(fā)射和接收兩站間頻標(biāo)相對(duì)偏差，c為光速，引入測(cè)速系統(tǒng)差Δv如下所示：

Δv=-c(ft 0-fr 0)/(2fr 0)

(5)

2　高穩(wěn)頻率源設(shè)計(jì)

文獻(xiàn)[8]和[10]中頻率方案采用鎖相環(huán)和高穩(wěn)晶振提升頻率源短穩(wěn)，文獻(xiàn)[3]提出基于電子計(jì)數(shù)法的校頻方案，文獻(xiàn)[13]提出卡爾曼濾波銣鐘跟蹤算法，方案相對(duì)復(fù)雜，本文高穩(wěn)頻率源方案如圖2所示，本地基準(zhǔn)首先經(jīng)過高頻內(nèi)插方法同步校頻提升基準(zhǔn)準(zhǔn)確度，然后和外部基準(zhǔn)同時(shí)送選擇開關(guān)，經(jīng)過分路后同時(shí)送互為備份的時(shí)頻鎖相環(huán)A,B，通過鎖相環(huán)和高穩(wěn)晶振提升頻率源短穩(wěn)，然后分路輸出至雷達(dá)各分系統(tǒng)。外部頻率源(外10 MHz)準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度由外部銣鐘確定，本地時(shí)頻基準(zhǔn)(內(nèi)10 MHz)選用FEI5650A銣原子頻標(biāo)[14]。增加了內(nèi)外基準(zhǔn)控制開關(guān)和頻標(biāo)選擇開關(guān)，實(shí)現(xiàn)頻率源和鎖相環(huán)頻標(biāo)的自動(dòng)和手動(dòng)切換。外部基準(zhǔn)和內(nèi)部基準(zhǔn)通過基準(zhǔn)選擇開關(guān)實(shí)現(xiàn)互備和自動(dòng)切換，鎖相環(huán)通過標(biāo)頻選擇開關(guān)實(shí)現(xiàn)互備和自動(dòng)切換。

圖2　高穩(wěn)頻率源方案Fig.2　Diagram of high stability frequency source

2.1　同步校頻

同步校頻接收外部1 pps的信號(hào)，與本地銣鐘頻標(biāo)進(jìn)行相位比較，完成對(duì)本地頻標(biāo)的校準(zhǔn)，輸出穩(wěn)定的頻率信息。主要有本地銣鐘、精密相位檢測(cè)與測(cè)量、信號(hào)檢測(cè)判別等部件組成，如圖3所示。

圖3　同步校頻模塊原理圖Fig.3　Diagram of sync frequency calibration

1)采用高頻脈沖內(nèi)插方法確定相位差，即用高頻脈沖插入到兩個(gè)信號(hào)之間的相位差脈沖中，通過讀取內(nèi)插高頻脈沖個(gè)數(shù)，得到相位差脈沖的寬度，高頻脈沖頻率越高，測(cè)量精度越高，選用ALTERA公司的Cyclone系列EP1CT144I7芯片，利用其內(nèi)部倍頻器輸出200 MHz信號(hào)，精度可達(dá)5 ns。

2)微處理器在FGPA芯片中實(shí)現(xiàn)，主要功能是檢測(cè)輸入信號(hào)和輸出信號(hào)狀態(tài)，檢測(cè)同步校頻工作狀態(tài)并給出指示，讀取并儲(chǔ)存相位差數(shù)據(jù)，計(jì)算直接數(shù)字頻率合成(DDS)控制值并調(diào)整DDS輸出。選用的FE5650A銣原子頻率源集成了48位DDS功能，外部設(shè)置有串行接口，微處理器通過串行接口設(shè)置并讀取DDS控制量，其調(diào)整范圍為±383 Hz。

3)控制軟件中斷檢測(cè)程序主要讀取相位差數(shù)據(jù)和狀態(tài)控制字，根據(jù)自由運(yùn)行、保持和外部1 pps同步三種情況計(jì)算對(duì)應(yīng)的DDS并輸出，結(jié)束后返回，下次中斷信號(hào)啟動(dòng)時(shí)，重新判斷處理。

2.2　互備雙鎖相環(huán)設(shè)計(jì)

鎖相環(huán)模塊原理框圖如圖4所示，采用雙D觸發(fā)器74F74作為鑒相器，其為TTL電路，器件低噪較低，完成通道鑒相和產(chǎn)生鎖定指示，此外還送出停振指示和鎖定指示信號(hào)。采用OSA公司8607BVA[15]系列超高穩(wěn)晶體振蕩器，在沒有外部頻率基準(zhǔn)信號(hào)時(shí)，為晶體振蕩器的自由振蕩輸出。采用精密運(yùn)算放大器OP27組成有源比例積分濾波器，具有平滑輸出和低通濾波的作用，由于VCOCXO的相位噪聲指標(biāo)比頻率參考源指標(biāo)高，在環(huán)路設(shè)計(jì)時(shí)盡量窄帶寬，按照3 Hz帶寬設(shè)計(jì)。此外，對(duì)鑒相器和環(huán)路濾波器采用低噪穩(wěn)壓電路供電，避免電源間的相互串?dāng)_。

圖4　鎖相環(huán)模塊原理圖Fig.4　Diagram of phase-locked loop

鎖相環(huán)自動(dòng)切換設(shè)計(jì)由選擇開關(guān)控制電路和選擇開關(guān)兩部分組成，開關(guān)控制電路對(duì)鎖相環(huán)A和B的VCOCXO停振狀態(tài)進(jìn)行判斷，輸出相應(yīng)的控制信號(hào)(高/低電平)給選擇開關(guān)，選擇開關(guān)根據(jù)控制信號(hào)來選通相應(yīng)的鎖相環(huán)路信號(hào)進(jìn)行輸出。當(dāng)一路信號(hào)停振時(shí)，自動(dòng)切換另一路信號(hào)，增強(qiáng)頻率源工作可靠性。

3　試驗(yàn)分析

圖5　頻率源試驗(yàn)的原理圖Fig.5　The diagram of radar via frequency source

測(cè)速雷達(dá)頻率源試驗(yàn)如圖5所示，高穩(wěn)頻率源分路成多路10 MHz標(biāo)頻信號(hào)，送至下變頻、基帶等分系統(tǒng)。主站(帶發(fā)射分系統(tǒng))利用10 MHz標(biāo)頻信號(hào)通過上變頻產(chǎn)生上行信號(hào)，經(jīng)功率放大后從天線發(fā)出，至應(yīng)答機(jī)并下行轉(zhuǎn)發(fā)，圖中信號(hào)源型號(hào)為安捷倫ESG系列信號(hào)產(chǎn)生器E4428C[16]。

3.1　頻率源指標(biāo)分析

首先計(jì)算自由振蕩條件下8607系列VCOCXO短穩(wěn)，利用測(cè)試的相位噪聲數(shù)據(jù)，如表2所示，頻率源f0為10 MHz，fm為載波頻率偏移，分別取1 Hz,10 Hz和100 Hz，fB為測(cè)量系統(tǒng)帶寬，取值10000 Hz； 1(fm)為不同頻偏下相位噪聲，如文獻(xiàn)[15]所示，VCOCXO在偏移1 Hz,10 Hz和100 Hz時(shí)相位噪聲分別為-125 dBc,-145 dBc,-153 dBc，利用表1中公式計(jì)算短期穩(wěn)定度，在測(cè)量間隔時(shí)間為10 ms時(shí)，VCOCXO自由振蕩短期穩(wěn)定度為9.9×10-12。利用相同方法，根據(jù)表2中鎖相環(huán)各環(huán)節(jié)相位噪聲數(shù)據(jù)，可知外10 MHz參考頻率源短穩(wěn)為5.15×10-11，鎖相環(huán)輸出信號(hào)的短穩(wěn)為1.02×10-11，可以看出鎖相環(huán)對(duì)頻率源穩(wěn)定度提升5倍左右。

表2　鎖相環(huán)各環(huán)節(jié)相位噪聲Table 2　Phase noise of each part of the phase-locked loop

用相位噪聲測(cè)試儀PN9000[17]測(cè)試，在測(cè)量間隔時(shí)間為10 ms時(shí)，經(jīng)過鎖相環(huán)后，10 MHz短穩(wěn)1.80×10-11，本地銣原子鐘校頻到GPS/GLONASS或北斗導(dǎo)航系統(tǒng)的基準(zhǔn)上，準(zhǔn)確度-5.2×10-12,滿足指標(biāo)要求2×10-11；同時(shí)測(cè)試，接收機(jī)本振信號(hào)短穩(wěn)2.28×10-11，準(zhǔn)確度1.5×10-11，發(fā)射信號(hào)短穩(wěn)2.92×10-11，準(zhǔn)確度-3.56×10-11，滿足指標(biāo)要求5×10-11。

3.2　多普勒分析

用信號(hào)源模擬下行信號(hào)，信號(hào)源連接基準(zhǔn)源，測(cè)試同源情況下測(cè)速精度情況，如果信號(hào)源不連接基準(zhǔn)頻率源，測(cè)試非同源情況下測(cè)速精度，輸出點(diǎn)頻信號(hào)fR，雷達(dá)接收電平設(shè)置為-120 dBW，每10分鐘記錄一組數(shù)據(jù)，觀察分析多普勒記錄數(shù)據(jù)。

3.2.1頻率源幅度和頻率偏移對(duì)多普勒影響

首先測(cè)試10 MHz基準(zhǔn)頻率源信號(hào)幅度對(duì)測(cè)速雷達(dá)的影響，10 MHz基準(zhǔn)頻率源幅度指標(biāo)為450 mV，改變信號(hào)源輸出10 MHz信號(hào)的幅度，從500 mV逐漸變到60 mV后，時(shí)頻鎖相環(huán)失鎖，報(bào)故障狀態(tài)，說明10 MHz信號(hào)幅度在60 mV以上時(shí)，測(cè)速雷達(dá)可以正常工作。反之，從60 mV增大至最大1000 mV，雷達(dá)系統(tǒng)均能正常工作。

信號(hào)源用內(nèi)部的基準(zhǔn)，外部頻率源輸出10 MHz信號(hào)，測(cè)試外10 MHz信號(hào)頻偏1 Hz,0.5 Hz,0.2 Hz,0.1 Hz和0.05 Hz情況下多普勒變化情況，圖3為外部10 MHz頻偏0.2 Hz時(shí)多普勒數(shù)據(jù)偏差情況。具體試驗(yàn)數(shù)據(jù)如表3所示，頻偏為0時(shí)雷達(dá)多普勒為-10 Hz，是由信號(hào)源非同源導(dǎo)致，同源時(shí)頻偏接近0 Hz，頻率源負(fù)偏時(shí)測(cè)試結(jié)果相似。

表3　10 MHz頻偏對(duì)多普勒數(shù)據(jù)的影響Table 3　Doppler versus deviation of frequency source

圖6　頻率源多普勒試驗(yàn)結(jié)果Fig.6　The Doppler result versus the frequency source

3.2.2時(shí)頻鎖相環(huán)對(duì)多普勒影響

將外10 MHz信號(hào)經(jīng)過基準(zhǔn)10 MHz選擇分路模塊，其中一路10 MHz信號(hào)甩開鎖相環(huán)A直接送測(cè)速雷達(dá)通道1，另一路10 MHz信號(hào)輸入到鎖相環(huán)B，鎖相環(huán)B輸出10 MHz信號(hào)直接送測(cè)速雷達(dá)通道2，然后再切換內(nèi)外10 MHz基準(zhǔn)信號(hào)，兩通道多普勒數(shù)據(jù)變化曲線如圖6所示。

如圖6(b)所示，實(shí)線表示測(cè)速雷達(dá)通道1多普勒，其10 MHz頻率源甩開鎖相環(huán)，虛線表示測(cè)速雷達(dá)通道2多普勒，其10 MHz頻率源經(jīng)過鎖相環(huán)。當(dāng)輸入頻率源不經(jīng)過鎖相環(huán)時(shí)，測(cè)速多普勒快速恢復(fù)到0 Hz附近，而當(dāng)頻率源經(jīng)過鎖相環(huán)時(shí)，測(cè)速多普勒經(jīng)過一個(gè)穩(wěn)態(tài)跳變后再開始振蕩收斂達(dá)到穩(wěn)態(tài)，經(jīng)過多次試驗(yàn)，跳變幅度不規(guī)律，試驗(yàn)中分別出現(xiàn)-84 Hz,-187 Hz等值，持續(xù)時(shí)間為1～3 s。

為進(jìn)一步討論多普勒跳變現(xiàn)象，檢測(cè)鎖相環(huán)開環(huán)晶振固有頻率，即鑒相電壓最大和最小時(shí)輸出的頻率，由于測(cè)試10 MHz信號(hào)比較困難，所以仍采用多普勒頻率偏差情況來衡量，試驗(yàn)條件為將內(nèi)、外10 MHz基準(zhǔn)信號(hào)全部斷開，用鎖相環(huán)超穩(wěn)晶體振蕩器的固有頻率作為基準(zhǔn)信號(hào)，測(cè)試鎖相環(huán)鑒相電壓。鎖相環(huán)A,B的最大鑒相電壓為9.93 V，最小鑒相電壓為0.7 V，分別對(duì)應(yīng)的多普勒偏差如表4所示。

表4　OCXO固有頻率對(duì)多普勒的影響Table 4　The maximum/minimum Doppler of free-running OCXO

由表4可知，測(cè)速雷達(dá)時(shí)頻鎖相環(huán)A帶寬范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)多普勒范圍為[-186,107]Hz，鎖相環(huán)B帶寬范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)多普勒范圍為[-84,178]Hz,在此范圍內(nèi)頻率源頻偏與多普勒成近似線性對(duì)應(yīng)關(guān)系。超出此范圍后可能導(dǎo)致環(huán)路失鎖，失鎖后或重新鎖定過程中，多普勒會(huì)被限制在鎖相環(huán)固有頻率對(duì)應(yīng)的多普勒頻率上，持續(xù)一段時(shí)間后重新趨于穩(wěn)定。

3.3　測(cè)速隨機(jī)誤差分析

如圖5所示，信號(hào)源用內(nèi)部的基準(zhǔn)，測(cè)試非同源情況下測(cè)速方差；信號(hào)源與雷達(dá)頻率源的10 MHz同步時(shí)，測(cè)試接收信道同源情況下測(cè)速隨機(jī)差情況；此外利用主站設(shè)備對(duì)應(yīng)答機(jī)發(fā)射上行信號(hào)，同源接收機(jī)接收應(yīng)答機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)的下行信號(hào)，測(cè)試收發(fā)同源時(shí)測(cè)速隨機(jī)誤差。測(cè)試時(shí)雷達(dá)接收電平為中電平(-120 dBW)。

3.3.110 MHz頻率源影響

由第3.1節(jié)的討論可知，10 MHz頻率源短穩(wěn)指標(biāo)為2×10-11(采樣測(cè)量時(shí)間為10 ms)，外10 MHz頻率源的短穩(wěn)好于內(nèi)10 MHz的短穩(wěn)，對(duì)應(yīng)的接收本振和發(fā)射信號(hào)短穩(wěn)指標(biāo)為5×10-11(采樣測(cè)量時(shí)間為10 ms)，根據(jù)式(3)計(jì)算頻率源不穩(wěn)定度引起的測(cè)速相位誤差，其中fR接收頻率取5xxx MHz，fT發(fā)射頻率為5xxx MHz，積分時(shí)間τ為50 ms，采樣測(cè)量時(shí)間τ1為10 ms，σy1(τ1)=5×10-11，計(jì)算可得接收和發(fā)射引入的相位誤差分別為2.3°和2.1°，根據(jù)式(4)折算到速度誤差上為0.0088 m/s和0.008 m/s，合成運(yùn)算后折合誤差0.0119 m/s，測(cè)速雷達(dá)測(cè)速誤差指標(biāo)0.02 m/s，其它為熱噪聲和量化噪聲等。

圖7　多普勒、均值和方差Fig.7　Doppler, mean and variance of Doppler

不同情況下測(cè)試結(jié)果如圖7所示，圖7(a)表示內(nèi)10 MHz頻率源接收雷達(dá)與信號(hào)源同源情況下多普勒數(shù)據(jù)；圖7(b)表示外10 MHz頻率源接收雷達(dá)與信號(hào)源同源情況下多普勒數(shù)據(jù)；圖7(c)表示外10 MHz頻率源發(fā)射和接收雷達(dá)同源情況下多普勒數(shù)據(jù)；圖7(d)表示外10 MHz頻率源接收雷達(dá)與信號(hào)源不同源情況下多普勒數(shù)據(jù)，通過統(tǒng)計(jì)方法求均值和方差如表5所示。

表5　內(nèi)外10 MHz源對(duì)多普勒隨機(jī)差的影響Table 5　The mean and variance of Doppler

圖8　內(nèi)、外10 MHz下多普勒和測(cè)速隨機(jī)差Fig.8　Doppler and velocity variance with different frequency sources

利用最小二乘方法分別計(jì)算接收同源情況下隨機(jī)誤差，多普勒數(shù)據(jù)采樣率為80 Hz，最小二乘法采用80點(diǎn)擬合，三階最小二乘方法，計(jì)算結(jié)果如圖8所示。由圖8可知，外10 MHz情況下測(cè)速隨機(jī)差較好,在0.005～0.007 m/s范圍內(nèi)，內(nèi)10 MHz情況下隨機(jī)誤差跳變較大，范圍在0.005～0.015 m/s，在第3.1節(jié)中外10 MHz比內(nèi)10 MHz短穩(wěn)指標(biāo)好，相應(yīng)的外10 MHz時(shí)測(cè)速隨機(jī)誤差較小。

圖9　經(jīng)過與甩開鎖相環(huán)時(shí)多普勒和測(cè)速隨機(jī)差Fig.9　Doppler and velocity variance when the frequency source with the PLL or without the PLL

3.3.2鎖相環(huán)影響

鎖相環(huán)之前的頻率源短穩(wěn)指標(biāo)為1×10-10(采樣測(cè)量時(shí)間為10 ms)，經(jīng)過鎖相環(huán)后短穩(wěn)指標(biāo)為2×10-11(采樣測(cè)量時(shí)間為10 ms)，在信號(hào)源非同源情況下分別測(cè)試外10 MHz頻率源經(jīng)過時(shí)頻鎖相環(huán)和不經(jīng)過時(shí)頻鎖相環(huán)時(shí)的多普勒，記錄數(shù)據(jù)后利用最小二乘方法，計(jì)算測(cè)速隨機(jī)差，結(jié)果如圖9所示，從圖9(a)和圖9(b)可知，甩開鎖相環(huán)時(shí)多普勒跳變較大，測(cè)速隨機(jī)差在0.02 m/s左右，如圖9(c)和圖9(d)所示，經(jīng)過鎖相環(huán)多普勒跳變較小，測(cè)速隨機(jī)差在0.01 m/s左右，所以鎖相環(huán)能夠降低多普勒測(cè)速隨機(jī)差。

3.4　測(cè)速系統(tǒng)誤差分析

3.4.1靜態(tài)試驗(yàn)

在第3.3.1節(jié)的試驗(yàn)中，測(cè)試內(nèi)外10 MHz頻率源在接收同源、收發(fā)同源和接收不同源情況下的多普勒情況，用多普勒均值來分析靜態(tài)測(cè)速雷達(dá)系統(tǒng)差。如表5所示，收發(fā)同源外10 MHz情況下，測(cè)速多普勒均值為0.0118 Hz，反映了測(cè)速雷達(dá)發(fā)射機(jī)通道、應(yīng)答機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)通道和接收機(jī)通道的系統(tǒng)誤差；接收同源情況下測(cè)速多普勒均值均小于0.012 Hz，反映了接收信道和信號(hào)源同源情況下的系統(tǒng)誤差，接收非同源時(shí)，測(cè)速多普勒均值為1.8381 Hz，反映了信號(hào)源在非同源情況下的測(cè)速系統(tǒng)誤差。分析可知，收發(fā)不同源時(shí)，其導(dǎo)致的系統(tǒng)誤差遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于其它系統(tǒng)誤差分量。

3.4.2動(dòng)態(tài)試驗(yàn)

某次跟蹤測(cè)量任務(wù)中，應(yīng)答機(jī)安裝在飛行器上，測(cè)速雷達(dá)跟蹤動(dòng)態(tài)目標(biāo)，時(shí)頻鎖相環(huán)由主用A切換到備用B，導(dǎo)致測(cè)速設(shè)備多普勒跳變，如圖10(a)所示，測(cè)速雷達(dá)多普勒一階差分在相對(duì)時(shí)60 s左右振蕩明顯，而后振蕩逐漸消失，其它時(shí)間點(diǎn)多普勒一階差分跳變是由于特征事件影響。

圖10　動(dòng)態(tài)試驗(yàn)時(shí)多普勒一階差分和系統(tǒng)誤差Fig.10　The difference of Doppler and the velocity systematic error when the frequency source PLL switch

將多套測(cè)速測(cè)量設(shè)備事后分析目標(biāo)最優(yōu)彈道[18]作為真值，反算本雷達(dá)速度偏差作為系統(tǒng)誤差。在頻率源切換時(shí)間段，在相對(duì)時(shí)間55 s到59 s測(cè)速數(shù)據(jù)系統(tǒng)誤差出現(xiàn)跳變，如圖10(b)所示，系統(tǒng)誤差為-6 m/s，持續(xù)時(shí)間4 s，基本為常值誤差，固定偏差折算到多普勒為107 Hz，之后殘差從6 m/s振蕩減小漸漸趨于0 m/s，在60 s到76 s之間有抖動(dòng)，之后系統(tǒng)誤差趨于平穩(wěn)。從上述分析和表5中數(shù)據(jù)可以看出，時(shí)頻鎖相環(huán)A從最小電壓處失鎖，失鎖后系統(tǒng)自動(dòng)切備用鎖相環(huán)B，導(dǎo)致測(cè)速雷達(dá)多普勒跳變，對(duì)應(yīng)時(shí)頻跳變幅度超過鎖相環(huán)限幅值107 Hz左右，被限幅幾秒后，振蕩逐漸消失，時(shí)頻鎖相環(huán)切換導(dǎo)致雷達(dá)測(cè)速環(huán)路重新鎖定并限幅的綜合結(jié)果。

4　結(jié)　論

本文通過高頻內(nèi)插同步校頻和雙鎖相環(huán)路加高穩(wěn)晶振實(shí)現(xiàn)了高穩(wěn)頻率源，使測(cè)控雷達(dá)保持了較高的測(cè)控精度。通過理論分析和試驗(yàn)校驗(yàn)，在一定頻偏范圍內(nèi)，10 MHz源頻偏和雷達(dá)多普勒頻偏成近似線性對(duì)應(yīng)關(guān)系；雷達(dá)測(cè)速隨機(jī)差與參考源短穩(wěn)相關(guān)，通過鎖相環(huán)加高穩(wěn)晶振能夠顯著提升參考頻率源短期穩(wěn)定度，進(jìn)而降低雷達(dá)測(cè)速隨機(jī)差；同步校頻可以減小本地銣鐘頻率源和外部基準(zhǔn)的頻差，從而減小內(nèi)部基準(zhǔn)時(shí)測(cè)速系統(tǒng)差，沒有同步校頻或接收不同源時(shí)，其導(dǎo)致的系統(tǒng)誤差遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于其它系統(tǒng)誤差分量。雙源和雙鎖相環(huán)存在源切換和鎖相環(huán)切換問題，通過自動(dòng)切換設(shè)計(jì)，增強(qiáng)了高穩(wěn)頻率源可靠性。相關(guān)結(jié)論對(duì)改進(jìn)銣鐘頻率源的設(shè)計(jì)，對(duì)認(rèn)識(shí)頻率源對(duì)多普勒和測(cè)速精度影響有一定參考價(jià)值。

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