田 斌, 黃俊樺, 孫林海

(1. 西安電子科技大學(xué)綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 陜西 西安 710071; 2. 西安電子科技大學(xué)信息感知技術(shù)協(xié)同創(chuàng)新中心, 陜西 西安 710071)

0 引 言

新一代通信衛(wèi)星有效載荷靈活性高,且兼具柔性、在軌可重構(gòu)性和可響應(yīng)性[1],減少了衛(wèi)星系統(tǒng)的應(yīng)用限制,衛(wèi)星的價(jià)值得以充分體現(xiàn)。在這樣的發(fā)展形勢(shì)下,數(shù)字信道化技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。

在基于頻分多址(frequency division multiple access,FDMA)或多頻時(shí)分多址(multiple frequency-time division multiple address,MF-TDMA)通信體制的數(shù)字信道化技術(shù)中,寬帶上行信道承載了多個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào),經(jīng)過(guò)信號(hào)分析、交換以及重構(gòu)等星上處理后,重組業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)入寬帶下行信道。處理過(guò)程均在數(shù)字域中進(jìn)行,因此稱這個(gè)有效載荷部件為數(shù)字信道化器[2]。從處理過(guò)程中得出數(shù)字信道化器的特點(diǎn)如下:①它能實(shí)現(xiàn)上下行信道間業(yè)務(wù)信號(hào)的路由交換;②能夠?qū)I(yè)務(wù)信號(hào)的增益進(jìn)行調(diào)控,支持廣播或組播功能;③傳統(tǒng)透明轉(zhuǎn)發(fā)器對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)不作處理,直接轉(zhuǎn)發(fā),再生式轉(zhuǎn)發(fā)器需要對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和再調(diào)制等處理,而數(shù)字信道化器不對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)行解調(diào),直接在數(shù)字域中處理,便能實(shí)現(xiàn)星上信息交換。相比傳統(tǒng)透明式,數(shù)字信道化器增加了信號(hào)帶寬的靈活性,提高了星上轉(zhuǎn)發(fā)器的有效通信容量;相比再生式,大大降低了星上信號(hào)處理的復(fù)雜度,衛(wèi)星有效載荷的可靠性也得到了提高。

在衛(wèi)星通信領(lǐng)域中,數(shù)字信道化技術(shù)發(fā)揮著重要作用: 亞洲蜂窩式衛(wèi)星(asia cellular satellite,ACeS)等窄帶衛(wèi)星通信系統(tǒng),它需要各用戶的信號(hào)帶寬一樣;美軍的寬帶全球衛(wèi)星通信(wideband global SATCOM, WGS)系統(tǒng)[3-6],實(shí)現(xiàn)了非均勻帶寬交換,即各用戶信號(hào)帶寬可以不同;基于該技術(shù)的寬帶雷達(dá)偵查干擾系統(tǒng)[7-8]研究也在國(guó)內(nèi)取得了較好的研究成果。

數(shù)字信道化技術(shù)的核心作用是從FDMA上行信道中提取出待交換的用戶信號(hào),并按預(yù)期交換到下行信道中,是一種物理層的電路交換技術(shù)。常用的方法有數(shù)字下變頻法、多級(jí)法和解析信號(hào)法等,它們采用的均是將寬帶上行信道劃分成一個(gè)個(gè)帶寬相同子信道的方式,無(wú)法實(shí)現(xiàn)信道的非均勻劃分。

目前已知可以實(shí)現(xiàn)非均勻帶寬業(yè)務(wù)子信道劃分需求的方法主要有離散濾波器組(discrete filter bank, DFB)[9]和復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組(complex-exponential modulated filter bank, CEMFB)[10]。DFB方法要實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分析與重構(gòu)等過(guò)程,需要針對(duì)不同的子信道設(shè)計(jì)對(duì)應(yīng)的濾波器。當(dāng)子信道數(shù)不多時(shí),它需要設(shè)計(jì)的濾波器數(shù)量少,復(fù)雜度較低,比較經(jīng)濟(jì)、可靠;然而子信道數(shù)達(dá)到幾十至上百規(guī)模時(shí),無(wú)論是從交換的實(shí)現(xiàn)難度,還是濾波器組的設(shè)計(jì)及系數(shù)的存儲(chǔ)量來(lái)看,DFB方法都失去了使用的價(jià)值。而CEMFB方法只需要設(shè)計(jì)性能良好的原型濾波器,就可以調(diào)制出一組濾波器,完成子信道分離和合成,從設(shè)計(jì)難度、計(jì)算復(fù)雜度和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量等性能來(lái)看均有很大提升。時(shí)域DFB方法基本無(wú)實(shí)用價(jià)值,而近年來(lái)提出的頻域DFB方法雖然相比之前性能又有提升,但是計(jì)算復(fù)雜度仍然較高。時(shí)域CEMFB方法在各方面的性能均有提升,但由于卷積運(yùn)算在硬件上需要變換時(shí)鐘域才能處理,硬件實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜。

本文將頻域?yàn)V波法與CEMFB方法相結(jié)合,將N個(gè)子信道的數(shù)據(jù)處理轉(zhuǎn)化為2個(gè)復(fù)合信道的數(shù)據(jù)處理,提出了新型的數(shù)字信道化器結(jié)構(gòu),可以實(shí)現(xiàn)子信道的均勻或非均勻劃分,并適合幾十甚至上百規(guī)模子信道數(shù)的應(yīng)用場(chǎng)景。相比頻域DFB方法,本文方法的設(shè)計(jì)難度與計(jì)算復(fù)雜度均明顯下降,且頻域?yàn)V波相較時(shí)域卷積更易在硬件上實(shí)現(xiàn)。

1 頻域CEMFB法的數(shù)字信道化器

假設(shè)數(shù)字信道化器有K(K≥1)個(gè)寬帶上下行信道,每一個(gè)寬帶信道的總帶寬為BtotalMHz,可以劃分成為N個(gè)基本子信道,子信道帶寬為BWmin=Btotal/NMHz;上行信道中的每個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)占用的子信道數(shù)≤N;不同業(yè)務(wù)信號(hào)間的頻譜不重疊,相鄰的業(yè)務(wù)信號(hào)間保護(hù)帶寬為BWgMHz。所有業(yè)務(wù)信號(hào)的路由選擇功能通過(guò)交換控制參數(shù)進(jìn)行調(diào)控,同時(shí)支持組播和廣播功能。

1.1 頻域?yàn)V波與頻域DFB法

快速傅里葉變換(fast Fourier transform, FFT)和快速傅里葉逆變換(inverse fast Fourier transform, IFFT)是實(shí)現(xiàn)頻域?yàn)V波法[9]的基礎(chǔ),它通過(guò)FFT、復(fù)數(shù)相乘和IFFT完成濾波運(yùn)算,實(shí)現(xiàn)方法如圖1所示。

圖1 頻域?yàn)V波實(shí)現(xiàn)方法Fig.1 Frequency-domain filter approach

頻域?yàn)V波法的實(shí)現(xiàn)首先需要對(duì)時(shí)域沖擊響應(yīng)為h(n)、階數(shù)為L(zhǎng)的濾波器補(bǔ)N-L個(gè)零點(diǎn),并對(duì)其作N點(diǎn)FFT運(yùn)算映射至頻域得到系數(shù)H(k)。取N=2z可以使FFT與IFFT運(yùn)算更簡(jiǎn)便。

h(n)=0,L≤n≤N-1

(1)

輸入信號(hào)x(n)是無(wú)限長(zhǎng)序列,它被均勻分成長(zhǎng)度為Nx的數(shù)據(jù)段。取Nx=N/2可以降低計(jì)算復(fù)雜度,并且使硬件上實(shí)現(xiàn)x(n)的補(bǔ)零操作和后續(xù)N/2點(diǎn)重疊相加運(yùn)算更容易。同時(shí)也需要使參數(shù)N、L、Nx滿足時(shí)域卷積定理的條件N≥L+Nx-1。

xm(n)為信號(hào)的第m個(gè)分段,先補(bǔ)N/2個(gè)零點(diǎn),再作N點(diǎn)FFT運(yùn)算映射至頻域得Xm(k)，即

xm(n)=0,N/2≤n≤N-1

(2)

H(k)和Xm(k)對(duì)應(yīng)相乘,得到Y(jié)m(k)，即

Ym(k)=Xm(k)H(k), 0≤k≤N-1

(3)

對(duì)Ym(k)進(jìn)行N點(diǎn)IFFT運(yùn)算，即

(4)

(5)

與時(shí)域卷積濾波法比較,頻域?yàn)V波法使用了FFT與IFFT運(yùn)算,大大降低了計(jì)算復(fù)雜度。

基于頻域?yàn)V波的信道化方法有頻域DFB法,它需要針對(duì)不同帶寬的業(yè)務(wù)信號(hào)設(shè)計(jì)相應(yīng)的分析與重構(gòu)濾波器組,完成各個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)的分析、交換及業(yè)務(wù)信號(hào)重構(gòu)等過(guò)程。如圖2所示。

圖2 基于頻域DFB法的數(shù)字信道化器實(shí)現(xiàn)框圖Fig.2 Realizing diagram of the digital channelizer based on frequency-domain DFB

由圖2可知，第j個(gè)上行信道的信號(hào)分離需要依據(jù)其中各個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)xu,j,m(n)的占用帶寬及對(duì)應(yīng)的中心頻率,計(jì)算出各個(gè)信號(hào)的頻譜起始位置。根據(jù)頻譜起始位置和占用帶寬選擇相應(yīng)的分析濾波器填充到Hu,j(k)中的相應(yīng)位置(不同帶寬的低通濾波器頻域有效系數(shù)的數(shù)量不同,硬件實(shí)現(xiàn)需要對(duì)系數(shù)進(jìn)行量化,量化后不為零的系數(shù)為有效系數(shù)),對(duì)各個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行分離。根據(jù)交換控制參數(shù),實(shí)現(xiàn)所有業(yè)務(wù)的頻域數(shù)據(jù)的路由交換;根據(jù)交換后每個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)的頻譜起始位置和占用帶寬將其基帶頻域數(shù)據(jù)填充到Y(jié)d,j,m(k)的相應(yīng)位置,得到完整的交換后基帶頻域數(shù)據(jù)。最后將Yd,j,m(k)映射回時(shí)域得到時(shí)域復(fù)基帶信號(hào)xd,j,m(n)。

該方法經(jīng)濟(jì),可靠,但在信道較多的情況下,需要設(shè)計(jì)較多不同帶寬的分離濾波器,且上行信號(hào)或交換控制參數(shù)變化時(shí),頻域?yàn)V波器系數(shù)Hu,j(k)和綜合信號(hào)Yd,j,m(k)也要隨之變化,硬件實(shí)現(xiàn)難度較大。

1.2 基于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的數(shù)字信道化器

基于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的數(shù)字信道化器原理結(jié)構(gòu)[10]由4個(gè)部分組成,分別是速率變換、分析濾波、交換和綜合濾波，如圖3所示。

圖3 基于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的數(shù)字信道化器Fig.3 Digital channelizer based on CEMFB

該數(shù)字信道化器的分析濾波和綜合濾波部分采用復(fù)指數(shù)調(diào)制精確重構(gòu)濾波核心算法[11-13]。為實(shí)現(xiàn)精確重構(gòu)濾波,可以使用余弦調(diào)制濾波器組[14]或者CEMFB,而復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器的分析和綜合濾波器是相同的,設(shè)計(jì)過(guò)程相對(duì)簡(jiǎn)單。設(shè)某一個(gè)子信道截取出來(lái)的子信號(hào)對(duì)應(yīng)的中心頻率fc=BW*t,t=0,1,…,2M-1;子信道帶寬為BW,信號(hào)真實(shí)帶寬BWr=BW-BWg;本文設(shè)計(jì)的原型濾波器[15]通帶截止頻率為BW/2,通帶內(nèi)波紋抖動(dòng)為0.03 dB;過(guò)渡帶寬為BWg/2,且相鄰幾個(gè)子信道拼接而成的濾波器通帶拼接抖動(dòng)為0.04 dB;阻帶起始頻率為BWz=BW+BWg,對(duì)應(yīng)的阻帶衰減為102 dB。原型濾波器的時(shí)域沖擊響應(yīng)為h(n),濾波器階數(shù)一般較高,比如L=8 192,根據(jù)卷積定理N≥2L+Nx-1(一次分析濾波,一次綜合濾波),得N=32 768。N取更大的值對(duì)最終濾波效果沒(méi)有影響,且計(jì)算復(fù)雜度更大,所以N取32 768最合適。

因此,圖3中分析濾波模塊對(duì)某一路信號(hào)的M倍下采樣等效于在頻域中以fc為中心抽取出帶寬為2·BW的頻域數(shù)據(jù),如圖4所示,其頻譜起始位置為Fs=(fc-BW)/fs·N,頻譜終止位置為Fe=(fc+BW)/fs·N;而綜合濾波模塊在頻域上的實(shí)現(xiàn)方法則是將得到的頻域數(shù)據(jù)填充到該信道對(duì)應(yīng)的頻譜位置,其余補(bǔ)零恢復(fù)成完整的頻域信號(hào),再與綜合濾波器相乘。

圖4 某一個(gè)子信道信號(hào)的抽取框圖Fig.4 Diagram of the signal extraction of one sub-channel

依據(jù)Fs和BW,抽取該子信道對(duì)應(yīng)的頻域數(shù)據(jù)的計(jì)算公式為

K=BW/fs·N

(6)

(7)

1.3 改進(jìn)的數(shù)字信道化器

圖4中分析模塊的結(jié)構(gòu)為先濾波后抽取,將其轉(zhuǎn)化為先抽取后濾波結(jié)構(gòu)。其中需要對(duì)濾波器頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取,表示為

(8)

(9)

改進(jìn)的數(shù)字信道化器如圖5所示,將原本需要對(duì)2M個(gè)子信道的處理縮減到只對(duì)奇數(shù)子信道和偶數(shù)子信道的處理,并省去了對(duì)頻域數(shù)據(jù)的抽取,硬件上更易實(shí)現(xiàn)。同理,因?yàn)樽罱K需要將各個(gè)子信道的信號(hào)疊加,先將各信道頻域數(shù)據(jù)相加再通過(guò)IFFT變換回時(shí)域不影響結(jié)果,所以綜合模塊也同樣轉(zhuǎn)化為對(duì)奇數(shù)子信道和偶數(shù)子信道的處理。

圖5 改進(jìn)的數(shù)字信道化器Fig.5 Improved digital channelizer

由圖5可知，假設(shè)上行信道有Pj個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)。其中一個(gè)業(yè)務(wù)信號(hào)既可以單獨(dú)占用一個(gè)子信道,也可以占用多個(gè)相鄰的子信道。

改進(jìn)的數(shù)字信道化器算法具體步驟如下：

步驟1根據(jù)原型濾波器的時(shí)域沖擊響應(yīng)h(n),采用式(1)計(jì)算出H(k),循環(huán)移位到各個(gè)子信道得到Ht(k),采用18 bit量化,并用式(8)提取出各個(gè)子信道濾波器系數(shù)后拼接得到奇數(shù)信道濾波器Ho(k)和偶數(shù)信道濾波器He(k),存儲(chǔ)以備后續(xù)使用。

步驟2上行信道輸入信號(hào)xu(n)的速率變化模塊將采樣率由124.8 Msps轉(zhuǎn)換為153.6 Msps(子信道數(shù)目劃分由208擴(kuò)展到256個(gè))。再將xu(n)均分為段,每段長(zhǎng)度取N/2,用xu,m(n)表示第m個(gè)數(shù)據(jù)分段,對(duì)xu,m(n)采用式(2)計(jì)算得到Xu,m(k)。

步驟3分別把Ho(k)和He(k)與Xu,m(k)對(duì)應(yīng)相乘,即做分析濾波,得到Y(jié)u,m,o(k)和Yu,m,e(k),0≤k≤N-1。

步驟4從Yu,m,o(k)和Yu,m,e(k)中可以提取出各個(gè)子信道對(duì)應(yīng)的頻域數(shù)據(jù),再根據(jù)交換控制參數(shù)對(duì)其進(jìn)行數(shù)據(jù)交換,得到下行信道各個(gè)子信道的頻域數(shù)據(jù),Yd,m,o(k)和Yd,m,e(k)。

重復(fù)處理步驟2～步驟7,將實(shí)現(xiàn)星上的業(yè)務(wù)信號(hào)分析、交換以及子信號(hào)重構(gòu)的處理過(guò)程。

2 數(shù)值實(shí)驗(yàn)

本節(jié)給出了支持子信道的精確提取和子信道交換功能的2個(gè)數(shù)值實(shí)驗(yàn)。本實(shí)驗(yàn)采用的輸入信號(hào)如圖6所示,其參數(shù)配置如表1所示,參考了美軍的WGS系統(tǒng)。

圖6 上行信道輸入信號(hào)頻譜圖Fig.6 Up-link signal power spectrum

上行信道帶寬/MHz基本子信道數(shù)V用戶數(shù)U12520822每個(gè)用戶占用基本子信道數(shù)/MHz基本子信道帶寬/MHz保護(hù)帶寬/MHz1250．60．2

2.1 子信道的精確提取

要求提取占有9個(gè)基本子信道的用戶子信道2的信號(hào)。用本文方法進(jìn)行信號(hào)提取,對(duì)原型濾波器頻域系數(shù)作18 bit量化,能夠準(zhǔn)確地將提取出的信號(hào)搬移到零頻,如圖7所示。

圖7 提取到的子信道頻譜Fig.7 Spectrum extracted from the sub-channel

由圖7可知，當(dāng)某個(gè)用戶信號(hào)的帶寬覆蓋了數(shù)字信道化器的部分子信道時(shí),其余的子信道可閑置,亦可用于個(gè)別用戶信號(hào)的傳輸。圖8給出了在8移相鍵控(8 phase shift keying,8PSK)調(diào)制方式下,5種不同的帶寬用戶信號(hào)在經(jīng)過(guò)了本文的數(shù)字信道化器后的誤比特性能。當(dāng)誤碼率P=10-3時(shí),本文數(shù)字信道化器在傳輸8PSK信號(hào)時(shí)的性能與理論性能相比得到的劣化程度小于0.2 dB,表明其誤碼性能較好。

圖8 在8PSK調(diào)制下,傳輸多用戶信號(hào)時(shí)的誤碼性能Fig.8 Error performance of multiuser signal-transmission in the case of 8PSK modulation

2.2 子信道交換

按要求對(duì)子信道18與子信道21、22的用戶信號(hào)進(jìn)行交換，交換后新的下行信號(hào)頻譜如圖9所示。

圖9 下行信道輸出信號(hào)頻譜圖Fig.9 Down-link signal power spectrum

如圖9所示，在下行信號(hào)中,子信道18與子信道21、22的用戶信號(hào)發(fā)生了互換,而其余子信道的信號(hào)將保持不變。與頻域DFB法相比,本文的交換過(guò)程只需根據(jù)待交換的用戶頻帶信息和交換控制參數(shù),找到這些用戶信號(hào)在交換模塊中對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)塊后,進(jìn)行交換即可,實(shí)現(xiàn)起來(lái)簡(jiǎn)單方便。

2.3 數(shù)字信道化器的復(fù)雜度

關(guān)于本文數(shù)字信道化器的復(fù)雜度,將通過(guò)與頻域DFB方法的對(duì)比來(lái)進(jìn)行說(shuō)明。首先兩個(gè)方法均將124.8 MHz的上行信道均勻地劃分成208個(gè)子信道,即子信道帶寬為0.6 MHz。假如采用了頻域DFB方法,需要設(shè)計(jì)208個(gè)頻域?yàn)V波器來(lái)覆蓋子信道所有可能的組合。其頻率采樣點(diǎn)N=16 384,每個(gè)基本子信道對(duì)應(yīng)16 384/208≈79個(gè)點(diǎn)(頻域系數(shù)經(jīng)過(guò)18 bit量化,加上濾波器過(guò)渡帶,點(diǎn)數(shù)將超過(guò)79)。詳細(xì)數(shù)據(jù)對(duì)比如表2所示,通過(guò)分析可得,在寬帶應(yīng)用背景下,本文方法的使用價(jià)值更高。

表2 兩種方法的復(fù)雜度比較

3 結(jié) 論

基于寬帶衛(wèi)星通信系統(tǒng),提出了頻域?yàn)V波與CEMFB法相結(jié)合的數(shù)字信道化器。該數(shù)字信道化器能實(shí)現(xiàn)子信道的均勻或非均勻劃分,相比現(xiàn)有方法,它靈活度高,可擴(kuò)展性強(qiáng),數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量和計(jì)算復(fù)雜度均有明顯下降,性能上得到了較大的提高,較適合應(yīng)用于寬帶衛(wèi)星通信領(lǐng)域。

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