黃思源，劉東升

(軍械工程學(xué)院 導(dǎo)彈工程系，河北 石家莊 050003)

0 引言

為區(qū)分運(yùn)動(dòng)和靜止目標(biāo)，現(xiàn)代雷達(dá)使用多普勒頻率來提取目標(biāo)的徑向速度[1]，同時(shí)，各類雷達(dá)也廣泛采用低旁瓣技術(shù)，以減少噪聲干擾和非相參干擾對(duì)雷達(dá)正常工作的影響。傳統(tǒng)的非相參射頻存儲(chǔ)器已經(jīng)不能滿足干擾多普勒雷達(dá)的要求，隨著數(shù)字射頻存儲(chǔ)技術(shù)(digital radio frequency memory,DRFM)的發(fā)展，基于DRFM的干擾機(jī)由于相參復(fù)制精度極高，主要用于對(duì)脈內(nèi)調(diào)制雷達(dá)以及包括脈沖多普勒雷達(dá)在內(nèi)的脈間相參雷達(dá)的干擾[2]。DRFM是指使用數(shù)字電路對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行采集、存儲(chǔ)及復(fù)制的存儲(chǔ)技術(shù)，目前，DRFM能夠?qū)装費(fèi)Hz的中頻信號(hào)直接數(shù)字化并存儲(chǔ)，在需要的時(shí)候復(fù)制出精度可達(dá)Hz量級(jí)的原始信號(hào)，并進(jìn)行時(shí)延、幅度及多普勒頻率等調(diào)制，重新上變頻后發(fā)射給雷達(dá)，對(duì)雷達(dá)產(chǎn)生虛假目標(biāo)或航跡。

通過DRFM干擾機(jī)形成虛假目標(biāo)和航跡的實(shí)現(xiàn)途徑主要有2種：一種是主瓣干擾方式;另一種是旁瓣干擾方式。采用單獨(dú)的距離干擾或速度干擾對(duì)多普勒雷達(dá)進(jìn)行欺騙容易被雷達(dá)識(shí)別，必須實(shí)施附加多普勒頻率的距離-速度同步干擾措施[3]，但距離—速度同步拖引干擾都是基于主瓣干擾方式，相比之下，旁瓣干擾方式產(chǎn)生的虛假目標(biāo)信息單一，難以達(dá)到欺騙目的。本文在基于DRFM的旁瓣干擾的基礎(chǔ)上，結(jié)合真實(shí)目標(biāo)運(yùn)動(dòng)特點(diǎn)與雷達(dá)檢測多普勒頻移的原理，提出移頻旁瓣干擾并列舉了3種干擾策略，采用Matlab軟件進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

1 基于DRFM的旁瓣干擾原理

1.1 DRFM干擾機(jī)工作原理

DRFM干擾機(jī)在作戰(zhàn)中可使敵方防空雷達(dá)或?qū)棢o法準(zhǔn)確跟蹤目標(biāo)，有效掩護(hù)我方飛行器；在戰(zhàn)術(shù)上可用于引誘敵方隱藏雷達(dá)開機(jī)，暴露其真實(shí)的兵力部署；在雷達(dá)研發(fā)上可用于測試?yán)走_(dá)工作穩(wěn)定性可靠性或模擬復(fù)雜電磁環(huán)境[4]。圖1為典型DRFM工作流程圖，輸入的射頻信號(hào)經(jīng)下變頻、采樣、量化后以數(shù)字信號(hào)的形式被存儲(chǔ)到高速存儲(chǔ)器中[5]，在數(shù)字域中對(duì)距離、數(shù)量、功率等干擾信息進(jìn)行調(diào)制，并由直接數(shù)字頻率合成器(DDS)產(chǎn)生多普勒頻率使信號(hào)產(chǎn)生頻率偏移，形成速度干擾信息，信號(hào)的再生先經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換，并通過相同的本振上變頻，恢復(fù)到原始信號(hào)的頻率。由此過程產(chǎn)生與雷達(dá)發(fā)射信號(hào)相參的干擾信號(hào)，能夠進(jìn)入發(fā)射機(jī)的頻帶，并實(shí)現(xiàn)各種欺騙干擾[6]。

圖1 DRFM工作流程圖Fig.1 Working flow chart of DRFM

1.2 旁瓣干擾原理

旁瓣干擾是由干擾機(jī)測出雷達(dá)的主瓣和旁瓣后，在旁瓣期間施放的干擾[7]。雷達(dá)偵查手段可使干擾機(jī)獲得雷達(dá)的位置和掃描規(guī)律參數(shù)，并偵收、存儲(chǔ)雷達(dá)的旁瓣信號(hào)，根據(jù)雷達(dá)位置和天線掃描規(guī)律、干擾機(jī)位置及預(yù)期假目標(biāo)的位置信息，計(jì)算假目標(biāo)到達(dá)預(yù)定位置需要的距離延時(shí)和方位延時(shí)，并對(duì)存儲(chǔ)的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行多普勒調(diào)制，有規(guī)律地在預(yù)定時(shí)刻將干擾信號(hào)發(fā)射出去，若信號(hào)從雷達(dá)旁瓣進(jìn)入且能量大于雷達(dá)檢測門限，雷達(dá)就會(huì)確認(rèn)假目標(biāo)的方位為當(dāng)前主瓣指向的方位，從而形成預(yù)期的航跡欺騙[8]。其干擾原理如圖2所示。

圖2 DRFM旁瓣干擾原理Fig.2 Sidelobe jamming principle of DRFM

DRFM干擾機(jī)接收到雷達(dá)某旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)的脈沖信號(hào)后，一路信號(hào)將射頻信號(hào)以數(shù)字形式存儲(chǔ);另一路信號(hào)(a)經(jīng)過放大檢波后根據(jù)干擾策略分別進(jìn)行脈沖延遲(b)和方波延遲(c)[9]。然后干擾機(jī)將信號(hào)恢復(fù)加以調(diào)制(d)：選通電路用延遲的方波選通延遲后的脈沖，將功率放大后輸出，對(duì)雷達(dá)造成方位和距離同時(shí)干擾。

設(shè)DRFM干擾機(jī)的脈沖(距離)延遲時(shí)間為Δt，方波(方位)延遲時(shí)間為Δt′。T為雷達(dá)天線旋轉(zhuǎn)周期，t為脈沖重復(fù)周期，T1為方波寬度，T2為收到的雷達(dá)天線主波束脈沖群信號(hào)寬度。干擾機(jī)發(fā)射一次信號(hào)產(chǎn)生的距離欺騙量為

R=R0+ΔR,

(1)

式中:R0為干擾機(jī)與雷達(dá)之間的距離;ΔR=c·Δt/2為雷達(dá)天線該旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)的欺騙距離。

脈沖延遲時(shí)間為

Δt=2ΔR/c.

(2)

干擾機(jī)發(fā)射一次信號(hào)產(chǎn)生的角度欺騙量為

θ=θ0+Δθ,

(3)

式中:θ0為雷達(dá)前一旋轉(zhuǎn)周期的角度總偏移量;Δθ為雷達(dá)該旋轉(zhuǎn)周期的角度偏移量。干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)方波延遲時(shí)間為

Δt′=Δθ/ω,

(4)

式中：ω=2π/T為天線轉(zhuǎn)速。

所以，采用DRFM干擾機(jī)制定旁瓣干擾策略時(shí)需要考慮的量主要是ΔR和Δθ，而DRFM干擾機(jī)在具體實(shí)施時(shí)取決定因素的變量主要是Δt和Δt′。

1.3 干擾信號(hào)幅度調(diào)制

要對(duì)雷達(dá)形成有效的旁瓣干擾，必須滿足信號(hào)能量應(yīng)大于接收機(jī)靈敏度的條件[10]。與真實(shí)目標(biāo)反射雷達(dá)回波的原理不同，DRFM干擾機(jī)是通過延遲轉(zhuǎn)發(fā)，“主動(dòng)”向雷達(dá)發(fā)射雷達(dá)波信號(hào)，其延遲時(shí)間可按干擾策略進(jìn)行調(diào)整，信號(hào)功率通常大于真實(shí)目標(biāo)，更容易進(jìn)入雷達(dá)旁瓣。為提高干擾的逼真度和效率，干擾信號(hào)在幅度上需要符合干擾機(jī)和假目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)的位置變化規(guī)律[11]。

對(duì)一般雷達(dá)而言，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)在同一位置，由雷達(dá)方程可得，雷達(dá)接收的目標(biāo)回波信號(hào)功率為

(5)

式中:Pt為雷達(dá)的發(fā)射功率;Gt為雷達(dá)天線主瓣方向的接收增益;Pt和Gt由雷達(dá)偵察設(shè)備測得;σ為目標(biāo)的雷達(dá)截面積;Rt為目標(biāo)與雷達(dá)之間的距離;λ為信號(hào)波長。

干擾信號(hào)到達(dá)雷達(dá)接收機(jī)是單程傳輸?shù)?，信?hào)從雷達(dá)天線獲得的增益隨干擾信號(hào)到達(dá)方向的變化而變化[12]，雷達(dá)接收的干擾功率為

(6)

雷達(dá)接收機(jī)輸入端的干擾信號(hào)功率和目標(biāo)回波信號(hào)功率的比值(干信比)為

(7)

若使雷達(dá)將干擾信號(hào)識(shí)別為目標(biāo)回波信號(hào)，依據(jù)功率等效控制原則，有效干擾必須滿足J/S≥1，所以

(8)

(9)

2 DRFM干擾機(jī)的多普勒移頻

多普勒頻移指由于目標(biāo)相對(duì)輻射源的運(yùn)動(dòng)而引起的入射波形中心頻率的偏移，速度與頻移量的關(guān)系為

fd=2vrf0/c,

vr=fdc/2f0,

(10)

式中:vr為目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)徑向速度;f0為雷達(dá)載波頻率。

PD 雷達(dá)發(fā)射相位相參信號(hào)，采用脈沖列截取高穩(wěn)定連續(xù)射頻信號(hào)，根據(jù)目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)的徑向速度而產(chǎn)生多普勒頻移實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)測速[14]，同時(shí)對(duì)目標(biāo)距離信息進(jìn)行微分得到目標(biāo)的速度信息。如果頻移測速與微分測速的信息不匹配就會(huì)認(rèn)為該目標(biāo)為虛假目標(biāo)并濾除。欺騙干擾PD雷達(dá)的測速功能正是利用假的多普勒頻移。

多普勒假目標(biāo)即對(duì)假目標(biāo)信號(hào)在頻域上進(jìn)行移頻，DRFM通過2種方式產(chǎn)生假多普勒頻率，第1種是在重構(gòu)信號(hào)上變頻時(shí)采用不同的本振改變信號(hào)的載頻，但這種方式產(chǎn)生的多普勒頻率是固定值，一般用于大量假目標(biāo)干擾，不適合對(duì)頻移量進(jìn)行精確控制[15]。本文采用第2種即正交混頻的方式，通過精確控制DDS得到多普勒頻率，如圖3所示。

圖3 正交混頻方式Fig.3 Quadrature mixing mode

設(shè)DRFM接收的PD雷達(dá)信號(hào)為

S(n)=a(n)cos(2πf0+φ(n)).

(11)

經(jīng)正交變換后得同相分量和正交分量分別為

SI(n)=a(n)cos(2πf0+φ(n)),

SQ(n)=a(n)sin(2πf0+φ(n)).

(12)

利用DDS產(chǎn)生兩路信號(hào)cos 2πfdn和sin 2πfdn，分別對(duì)應(yīng)乘以同相分量和正交分量，然后相減得

S(n)=SI(n)cos 2πfdn-SQ(n)sin 2πfdn=

a(n)cos[2π(f0+fd)n+φ(n)].

(13)

數(shù)字正交混頻后比原信號(hào)多了一個(gè)多普勒頻移分量fd。目前先進(jìn)的 DDS 芯片具有高頻率分辨率、低相位噪聲及轉(zhuǎn)換速度快等優(yōu)良的性能，通過控制DDS可以合成不同的多普勒頻移量，從而能形成具有不同速度不易被雷達(dá)識(shí)別的假目標(biāo)。由于DDS的工作原理實(shí)際是以一個(gè)固定的鐘速使相位矢量以離散的相位增量繞一個(gè)相位圓旋轉(zhuǎn)的取樣的數(shù)字系統(tǒng)，DDS產(chǎn)生的頻率不可能瞬時(shí)變化，只能每間隔一定時(shí)間呈階梯波變化?；贒RFM的移頻技術(shù)中應(yīng)用最廣泛的是階梯波移頻，其原理如圖4所示，DDS按照階梯波的方式，以雷達(dá)旋轉(zhuǎn)周期為間隔調(diào)整產(chǎn)生頻率的值，然后DRFM干擾機(jī)按照設(shè)定的時(shí)延發(fā)射回波信號(hào)以達(dá)到預(yù)期的干擾效果。

圖4 階梯波移頻Fig.4 Stepped wave frequency shift

除階梯波移頻干擾外，還有線性函數(shù)移頻、分段線性函數(shù)移頻、隨機(jī)移頻[16]，修正步進(jìn)移頻及修正隨機(jī)移頻等方法[17]。這些移頻方法大多基于主瓣干擾方式，可產(chǎn)生在雷達(dá)徑向上直線運(yùn)動(dòng)的多假目標(biāo)或造成某時(shí)間段內(nèi)的覆蓋干擾，缺點(diǎn)是移頻變化的規(guī)律性比較明顯，多普勒雷達(dá)可進(jìn)行反向補(bǔ)償來消除假目標(biāo)，不適用于基于DRFM的旁瓣干擾，正因如此，旁瓣干擾的移頻方法需要完善。

3 旁瓣干擾頻移量計(jì)算

根據(jù)DRFM干擾機(jī)旁瓣干擾和產(chǎn)生多普勒頻移的原理，本文提出3種旁瓣干擾策略，并附加與其匹配的多普勒頻移，以提高虛假目標(biāo)與真實(shí)目標(biāo)的相似度，改善上述移頻方法的不足。在實(shí)施旁瓣干擾時(shí)，DRFM干擾機(jī)關(guān)鍵的控制參數(shù)主要有脈沖延遲時(shí)間Δt、方波延遲時(shí)間Δt′和多普勒頻率fd，通過推導(dǎo)公式可以精確計(jì)算3種旁瓣干擾策略的控制參數(shù)。

3.1 ΔR和Δθ為固定值的旁瓣干擾

雷達(dá)每旋轉(zhuǎn)周期距離干擾量ΔR值和角度偏移量Δθ值固定的旁瓣干擾是最典型的旁瓣干擾樣式，對(duì)DRFM干擾機(jī)而言，脈沖延遲時(shí)間Δt和方波延遲時(shí)間為Δt′都是定值，干擾控制器只需計(jì)算每個(gè)干擾點(diǎn)的多普勒頻率fd。干擾模型如圖5所示：

圖5 第1種旁瓣干擾模型Fig.5 First sidelobe jamming model

為簡化模型，設(shè)R為雷達(dá)所處位置，A為干擾機(jī)及雷達(dá)天線旋轉(zhuǎn)第1個(gè)周期時(shí)假目標(biāo)的位置(距離由雷達(dá)偵察設(shè)備測得)，B,C,D依次為雷達(dá)天線旋轉(zhuǎn)第2，3，4個(gè)周期時(shí)的位置，滿足ΔR=AR-BR=BR-CR=CR-DR，AB,BC,CD為產(chǎn)生的假目標(biāo)之間的距離，∠α,∠β,∠γ分別為第2，3，4周時(shí)的假目標(biāo)的運(yùn)動(dòng)方向與雷達(dá)徑向的夾角，且Δθ=∠ARB=∠BRC=∠CRD，則Δt′=Δθ/ω，Δt=2·ΔR/c。

根據(jù)三角余弦定理可知，AB之間的距離為

(14)

則由距離對(duì)時(shí)間的微分可知假目標(biāo)在AB之間的速度為

v=AB/(T+Δt′).

(15)

假目標(biāo)的速度與雷達(dá)徑向夾角α為

α=arccos[(AB2+AR2-BR2)/2AB·AR].

(16)

假目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)的徑向速度為

vr=vcosα.

(17)

多普勒頻率計(jì)算參照式(10)。

3.2 S和Δθ為固定值的旁瓣干擾

第1種旁瓣策略方式雖然簡單易實(shí)現(xiàn)，但產(chǎn)生的假目標(biāo)對(duì)雷達(dá)所形成的是非勻速曲線運(yùn)動(dòng)，與真實(shí)的飛行器運(yùn)動(dòng)狀態(tài)差異明顯，為了產(chǎn)生能讓PD雷達(dá)判斷為勻速運(yùn)動(dòng)的假目標(biāo)，設(shè)相鄰2個(gè)假目標(biāo)之間的距離為固定值S，即S=AB=BC=CD，同時(shí)將Δθ設(shè)定為固定值，則方波延遲時(shí)間Δt′和v=S/(T+Δt′)為定值，即假目標(biāo)做勻速的曲線運(yùn)動(dòng)。脈沖延時(shí)Δt和多普勒頻率fd由干擾控制器根據(jù)干擾點(diǎn)數(shù)反復(fù)計(jì)算得到。干擾模型如圖6所示。

圖6 第2種旁瓣干擾模型Fig.6 Second sidelobe jamming model

由式(14)及一元二次方程求解公式可得BR的表達(dá)式為。

(18)

則ΔR=AR-BR，脈沖延遲時(shí)間為

Δt=2ΔR/c.

(19)

易知假目標(biāo)速度為

v=S/(T+Δt′),

(20)

假目標(biāo)的速度與雷達(dá)徑向夾角α、假目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)的徑向速度vr及多普勒頻率fd的計(jì)算分別參照式(16),(17),(10)。

3.3 飛行方向和S為固定值的旁瓣干擾

以上2種干擾策略形成的航跡是逐漸接近或遠(yuǎn)離雷達(dá)的曲線，無法產(chǎn)生直線運(yùn)動(dòng)的假目標(biāo)，在干擾時(shí)間長、形成假目標(biāo)點(diǎn)數(shù)多的情況下易被雷達(dá)操作員識(shí)別。第3種旁瓣干擾方式經(jīng)過準(zhǔn)確控制Δθ和ΔR，能夠產(chǎn)生點(diǎn)跡為直線運(yùn)動(dòng)的虛假航跡。設(shè)相鄰兩個(gè)假目標(biāo)之間的距離為固定值S，假目標(biāo)運(yùn)動(dòng)方向始終與AR保持夾角為α1。這種旁瓣干擾方式的脈沖延遲時(shí)間Δt、方波延遲時(shí)間Δt′和多普勒頻率fd均由干擾控制器根據(jù)干擾點(diǎn)數(shù)反復(fù)計(jì)算得到。干擾模型如圖7所示。

圖7 第3種旁瓣干擾模型Fig.7 Third sidelobe jamming model

根據(jù)三角余弦定理可知

(21)

則ΔR=AR-BR，脈沖延遲時(shí)間計(jì)算與式(19)相同，假目標(biāo)間夾角為

θ1=arccos[(BR2+AR2-AB2)/(2BR·AR)].

(22)

得方波延遲時(shí)間為

Δt′=∠θ1/ω.

(23)

假目標(biāo)的速度為

v=AB/(T+Δt′).

(24)

假目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)的徑向速度vr及多普勒頻率fd的計(jì)算分別參照式(17)，(10)。

4 仿真校驗(yàn)及結(jié)果分析

為檢驗(yàn)上述3種移頻旁瓣干擾策略產(chǎn)生的假目標(biāo)對(duì)雷達(dá)所形成的航跡，并精確計(jì)算DRFM干擾機(jī)產(chǎn)生的每個(gè)假目標(biāo)應(yīng)附加的多普勒頻率，分別將3種干擾策略用Matlab軟件進(jìn)行仿真，其中，航跡仿真采用模擬雷達(dá)PPI顯示屏的形式，DDS產(chǎn)生的多普勒頻率采用階梯波的形式。雷達(dá)和干擾機(jī)基本仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置Table1 Simulation parameter setting

4.1 ΔR和Δθ為固定值的旁瓣干擾仿真

第1種移頻旁瓣干擾的具體參數(shù)設(shè)置：每旋轉(zhuǎn)周期欺騙距離ΔR=-2 km，每旋轉(zhuǎn)周期欺騙角度Δθ=-2°。仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 第1種干擾模型的虛擬航跡及多普勒頻率Fig.8 The false tack and Doppler frequency of first jamming model

圖8a)顯示，該種干擾策略能夠?qū)走_(dá)形成連續(xù)的航跡，在雷達(dá)180°方向100 km處為第1個(gè)旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)干擾機(jī)對(duì)雷達(dá)產(chǎn)生假目標(biāo)的位置，因ΔR值為負(fù)，假目標(biāo)的位置依次接近雷達(dá)，Δθ值為負(fù)使假目標(biāo)向小于180°的方位運(yùn)動(dòng)，整個(gè)航跡是逐漸接近雷達(dá)的曲線。

由假目標(biāo)點(diǎn)間距離對(duì)時(shí)間微分計(jì)算得速度v，進(jìn)而可得雷達(dá)徑向上速度分量vr的變化趨勢，因fd=2vrf0/c，多普勒頻率變化趨勢與vr相同。圖8b)顯示，在本次仿真情況下，假目標(biāo)應(yīng)附加的多普勒頻率隨雷達(dá)旋轉(zhuǎn)周期數(shù)的增加而逐漸降低，與典型階梯波頻移(圖4所示)中頻率變化的趨勢明顯不同，因DDS調(diào)整頻率時(shí)間遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于雷達(dá)旋轉(zhuǎn)周期，該干擾方法可以完成從理論到工程實(shí)踐的轉(zhuǎn)變。

4.2 S和Δθ為固定值的旁瓣干擾仿真

第2種旁瓣干擾的具體參數(shù)設(shè)置：相鄰2周期內(nèi)假目標(biāo)間的距離S=4 km，每旋轉(zhuǎn)周期欺騙角度Δθ=-2°。由

(25)

知該式有2個(gè)解，取“+”或“-”均可取得假目標(biāo)勻速運(yùn)動(dòng)的效果，在此處隨機(jī)選取“+”或“-”，仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9 第2種干擾模型的虛擬航跡及多普勒頻率Fig.9 The false track and Doppler frequency of second jamming model

圖9a)顯示，該旁瓣干擾方式能夠?qū)走_(dá)形成連續(xù)的航跡，在雷達(dá)180°方向100 km處為第1個(gè)假目標(biāo)的位置，但假目標(biāo)相對(duì)雷達(dá)徑向距離上隨式(25)選取正負(fù)號(hào)不同而表現(xiàn)出遠(yuǎn)離和接近，在本次仿真情況下，vr變化情況比較復(fù)雜，在取“-”時(shí)，假目標(biāo)接近雷達(dá)，多普勒頻率為正值，在取“+”時(shí)，假目標(biāo)遠(yuǎn)離雷達(dá)，多普勒頻率為負(fù)值，但是DDS無法直接合成負(fù)頻率，移頻方式為

S(n)=SI(n)cos 2πfdn+SQ(n)sin 2πfdn=

a(n)cos[2π(f0-fd)n+φ(n)],

(26)

即在圖3中將單刀雙擲開關(guān)置于“+”端，使2路數(shù)字信號(hào)相加實(shí)現(xiàn)頻率負(fù)向移動(dòng)。該干擾策略在只取“+”或“-”時(shí)，干擾效果和多普勒頻率變化情況與第1種干擾策略比較接近。

4.3 飛行方向和S為固定值的旁瓣干擾仿真

第3種移頻旁瓣干擾策略的具體參數(shù)設(shè)置：相鄰兩周期內(nèi)假目標(biāo)間的距離S=3.2 km，假目標(biāo)運(yùn)動(dòng)方向與雷達(dá)180°線的夾角α=45°，仿真結(jié)果如圖10所示。

圖10 第3種干擾模型的虛擬航跡及多普勒頻率Fig.10 The false track and doppler frequency of trird jamming model

在本次仿真中，該旁瓣干擾策略能夠?qū)走_(dá)形成直線運(yùn)動(dòng)的航跡.由于相鄰2周期內(nèi)雷達(dá)探測到假目標(biāo)的時(shí)間間隔不等且假目標(biāo)的運(yùn)動(dòng)方向αn=θn-1+αn-1與雷達(dá)徑向的夾角在不斷變化，造成假目標(biāo)徑向速度下降。根據(jù)變化趨勢可知，若增加仿真產(chǎn)生的假目標(biāo)次數(shù)，在假目標(biāo)運(yùn)動(dòng)方向與雷達(dá)徑向垂直時(shí)，徑向速度vr和多普勒頻率fd的值為0，隨后vr和fd會(huì)下降為負(fù)值。

5 結(jié)束語

本文提出移頻旁瓣干擾的方法并建立3種干擾模型，通過對(duì)基于DRFM的旁瓣干擾附加多普勒頻率并進(jìn)行幅度調(diào)制，降低雷達(dá)識(shí)別虛假目標(biāo)的概率、增加雷達(dá)工作負(fù)擔(dān)，以達(dá)到掩護(hù)真實(shí)目標(biāo)的目的。在3種模型的基礎(chǔ)上改變干擾的參數(shù)值會(huì)產(chǎn)生不同的假目標(biāo)航跡，可實(shí)現(xiàn)精確控制的大量多普勒假目標(biāo)同時(shí)干擾，仿真實(shí)驗(yàn)說明移頻旁瓣干擾為提高雷達(dá)干擾的效率提供了一種可行方法。

[1] Bassem R Mahafza，Ater Z Elsherbeni.Matlab Simulation for Radar System Design[M].Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2012.

[2] 唐永年.雷達(dá)對(duì)抗工程[M].北京：北京航空航天大學(xué)出版社，2012.

TANG Yong-nian.Radar Countermeasure Engineering[M].Beijing：Beihang University Press，2012.

[3] 周慶昊，嚴(yán)振華，冀建民，等.有源航跡假目標(biāo)欺騙干擾與不明空情研究[J].艦船電子對(duì)，2013，36(3)：27-31.

ZHOU Qing-hao，YAN Zhen-hua，JI Jian-min，et al.Research into Active Track False-Target Deception Jamming and Unidentified Air Intelligence[J].Shipboard Electronic Countermeasure，2013，36(3)：27-31.

[4] 畢銳銳.寬帶PD雷達(dá)回波模擬器設(shè)計(jì)與性能驗(yàn)證[D].北京:北京理工大學(xué)，2015.

BI Rui-rui.The Design of the Wideband PD Radar Echo Simulator and the Verification of the Performance[D].Beijing：Beijing Institute of Technology，2015.

[5] 張鵬.基于通用儀器的DRFM雷達(dá)目標(biāo)模擬器實(shí)現(xiàn)[J].現(xiàn)代雷達(dá)，2015，37(8)：81-85.

ZHANG Peng.Realization of DRFM Radar Target Simulator Based on General Instruments[J].Morden Radar，2015，37(8)：81-85.

[6] 尚志剛，白渭雄，董會(huì)旭.對(duì)PD雷達(dá)進(jìn)行綜合欺騙干擾研究[J].火力指揮與控制，2013，38(1)：91-93.

SHANG Zhi-gang，BAI Wei-xiong，DONG Hui-xu.Investigation on Synthetical Deceiving Jamming to PD Radar[J].Fire Control & Command Control，2013，38(1)：91-93.

[7] 趙立志，魏永峰.欺騙性雷達(dá)干擾實(shí)現(xiàn)方法分析[J].艦船電子對(duì)抗，2013，36(4)：11-13.

ZHAO Li-zhi，WEI Yong-feng.Analysis of Implementation Method of Deception Jamming to Radars[J].Shipboard Electronic Countermeasure，2013，36(4)：11-13.

[8] 倪建春，王寶.有源欺騙干擾及雷達(dá)反對(duì)抗策略研究[J].艦船電子對(duì)抗，2011，34(3)：5-8.

NI Jian-chun，WANG Bao.Research Into the Active Deception Jamming and Radar Counter-Countermeasure[J].Shipboard Electronic Countermeasure，2011，34(3)：5-8.

[9] 韓曉東，郁文賢，舒汀，等.對(duì)線性調(diào)頻信號(hào)雷達(dá)的噪聲干擾方法研究[J].計(jì)算機(jī)仿真，2014，31(12)：5-8.

HAN Xiao-dong，YU Wen-xian，SHU Ting，et al.Research on Noise Jamming to LFM Signal Radar[J].Computer Simulation，2014，31(12)：5-8.

[10] 李欣，王春陽.航跡欺騙干擾及其對(duì)抗技術(shù)的研究現(xiàn)狀與發(fā)展[J].飛航導(dǎo)彈，2013(8)：64-67.

LI Xin，WANG Chun-yang.Research Status and Development of Track Deception Jamming and Countermeasures[J].Aerodynamic Missile Journal，2013(8)：64-67.

[11] 柳向，王杰貴，劉興華.對(duì)數(shù)據(jù)后處理雷達(dá)的幅度控制干擾技術(shù)研究[J].航天電子對(duì)抗，2014，30(5)：44-47，242.

LIU Xiang，WANG Jie-gui，LIU Xing-hua.Amplitude Controlling Jamming Technique Against Data Processing Radar[J].Aerospace Electronic Warfare，2014，30(5)：44-47，242.

[12] 歐陽小安.對(duì)多威脅信號(hào)的干擾功率管理技術(shù)研究[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2013.

OUYANG Xiao-an.Study on Technology of Jamming Power Management to Multi-Threat Signal[D].Xi’an：Xidian University，2013.

[13] 宋海方，吳華，程嗣怡，等.基于射頻隱身的雷達(dá)干擾功率自適應(yīng)控制方法[J].火力與指揮控制，2014，39(6)：118-125.

SONG Hai-fang，WU Hua，CHENG Si-yi.Adaptive Control Method of AECM Power Based on Radio Frequency Stealth[J].Fire Control & Command Control，2014，39(6)：118-125.

[14] 甘德云，孟令智，郭慧峰.基于DRFM的距離-多普勒假目標(biāo)干擾效果簡析[J].航天電子對(duì)抗，2014，21(1)：25-27.

GAN De-yun，MENG Ling-zhi，GUO Hui-feng.Analysis of Jamming Effect of Range Doppler Decoy based on DRFM[J].Aerospace Electronic Warfare，2014，21(1)：25-27.

[15] 戴小軍.對(duì)脈沖多普勒雷達(dá)干擾技術(shù)研究與實(shí)現(xiàn)[D].鎮(zhèn)江：江蘇科技大學(xué)，2013.

DAI Xiao-jun.Research and Realization of Jamming Technology Against Pulse Doppler Radar[D].Zhenjiang：Jiangsu University of Science and Technology，2013.

[16] 張克舟，李青山，張恒，等.LFM脈沖壓縮雷達(dá)的隨機(jī)移頻多假目標(biāo)干擾技術(shù)研究[J].電光與控制，2014，21(8)：106-109.

ZHANG Ke-zhou，LI Qing-shan，ZHANG Heng，et al.Randpm Frequency-Shift for Multi-False-Target Jamming of LFM Pulse Compression Radar[J].Electronics Optics & Control，2014，21(8)：106-109.

[17] 韓國強(qiáng)，葉瑞芳，劉 麗，等.對(duì)新型ISAR欺騙干擾效果仿真分析[J].雷達(dá)科學(xué)與技術(shù)，2014(5)：532-538.

HAN Guo-qiang，YE Rui-fang，LIU Li，et al.Simulation and Analysis of New Deception Jamming Effect on ISAR[J].Radar Science and Technology，2014(5)：532-538.