汝洪芳， 呂宗寶， 湯旭日， 鄭 爽

(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150022)

面向新能源的數(shù)字型全橋LLC諧振變換器

汝洪芳， 呂宗寶， 湯旭日， 鄭 爽

(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150022)

為了適應(yīng)新能源發(fā)展的需要，將數(shù)字型PWM控制方式應(yīng)用于全橋LLC諧振變換器。該方式不僅可以解決傳統(tǒng)變頻控制磁性元件設(shè)計(jì)與優(yōu)化難的問題，而且還滿足了新能源對(duì)DC/DC變換器功能的要求。數(shù)字型全橋LLC諧振變換器具有功率密度大、效率高、功能種類多等特點(diǎn)，適用于新能源的發(fā)展需求。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，該方案可行有效。

新能源； 數(shù)字型PWM控制方式； 全橋LLC諧振變換器

0 引 言

由于太陽能和風(fēng)能等新能源發(fā)電的電壓范圍寬，無論是并網(wǎng)逆變器，還是電池儲(chǔ)能系統(tǒng)都需要一個(gè)DC/DC變換器將可再生能源單元發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓轉(zhuǎn)換成一個(gè)恒定的電壓，以便于后級(jí)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與優(yōu)化。因此，研究一種電壓增益范圍寬、功率密度大、轉(zhuǎn)換效率高的單向DC/DC變換器具有很高的實(shí)用價(jià)值[1-2]。

LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，在全負(fù)載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)器件的零電壓開通，副邊整流器件能夠?qū)崿F(xiàn)零電流關(guān)斷。故系統(tǒng)開關(guān)損耗小，功率密度高，而受到了廣泛的關(guān)注[3-4]。對(duì)于傳統(tǒng)LLC諧振變換器的變頻控制，為了得到較寬的電壓增益范圍，需要調(diào)節(jié)較寬的頻率范圍，尤其在系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)較大的情況下，這些將導(dǎo)致一些不利的影響，比如變壓器體積增大、損耗增加、以及成本上升等[5]。為了解決變頻控制帶來的問題，筆者提出了一種基于數(shù)字控制器的PWM方式的全橋LLC諧振變換器。希望該變換器能夠在保持LLC諧振變換器軟開關(guān)、高功率密度等優(yōu)勢(shì)不變的情況下，解決變頻控制帶來的缺點(diǎn)。

1 工作原理與分析

圖1為全橋LLC諧振變換器。開關(guān)管S1、S2構(gòu)成變換器的前橋臂，開關(guān)管S3、S4構(gòu)成變換器的后橋臂，副邊采用倍壓整流來有效提高增益范圍。其中，諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm、副邊的倍壓整流電路構(gòu)成全橋LLC諧振變換器。

圖1 全橋型LLC諧振變換器

變換器采用PWM定頻控制，其工作頻率fs略小于諧振頻率fr。圖2為變頻器的調(diào)制策略，S1與S2、S3與S4為占空比互補(bǔ)控制，S1與S3占空比相角相差180°。當(dāng)D< 0.5 時(shí)，諧振電壓ut的占空比為D；當(dāng)D≥ 0.5 時(shí)，ut占空比為1-D。輸入電壓Uin在較寬范圍內(nèi)變化時(shí)，通過對(duì)S1、S3的占空比D的調(diào)節(jié)，可有效地控制諧振腔電壓ut的占空比和幅值，進(jìn)而控制ut的基波幅值，實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器整體增益的控制，來滿足寬范圍增益要求。

由于LLC諧振在變換器D<0.5與D≥0.5時(shí)有效占空比相同，并且正負(fù)半周期具有對(duì)稱性，因此只選取D<0.5的正半周期進(jìn)行原理分析。

(1)模式1(t0-t1)，如圖3a所示。t0時(shí)刻前，S4已導(dǎo)通；t0時(shí)刻時(shí)，S1導(dǎo)通。這一時(shí)間內(nèi)，諧振電流iLr大于勵(lì)磁電感電流iLm，諧振腔電壓ut等于輸入電壓Uin，諧振電流iLr與勵(lì)磁電感電流iLm的差值通過變壓器給副邊供電，副邊整流二極管Do1導(dǎo)通，Lm兩端電壓被輸出電壓鉗位至nUo，勵(lì)磁電感電流iLm線性上升。

iLr、iLm與uCr的時(shí)域表達(dá)式為：

(1)

(2)

uCr(t)=(Ui-0.5nUo)-(Ui-0.5nUouCr(t0))×cos(ωr(t-t0))+iLr(t0)Zrsin(ωr(t-t0))，

(3)

式中：n——變壓器原副邊比； Ui——輸入電壓； Uo——輸出電壓； ωr——角頻率，ωr=2πfr; zrω——阻抗，zr(Lr/Cr)0.5。

圖2 全橋型LLC諧振變換器工作狀態(tài)分析

Fig. 2 Analysis of full bridge LLC resonant converter working state

(2)模式2(t1-t2)。t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，S2未導(dǎo)通。這一時(shí)間內(nèi)，電流iLr>iLm，諧振電感電流iLr通過S2的體二極管導(dǎo)通，為S2的ZVS開通創(chuàng)造條件。

(3)模式3(t2-t3)，如圖3b所示。t2時(shí)刻，S2的ZVS開通。此階段電流iLr>iLm，副邊整流二極管Do1持續(xù)導(dǎo)通，Lm兩端電壓被鉗位在0.5nUo，不參與諧振，勵(lì)磁電感電流iLm持續(xù)線性上升。但是因?yàn)橹C振槽電壓ut等于零，輸入電壓源不提供能量，原邊向副邊傳輸?shù)哪芰客耆芍C振網(wǎng)絡(luò)提供，所以諧振電流iLr迅速下降。

iLr、iLm與uCr的時(shí)域表達(dá)式為：

(4)

(5)

uCr(t)=Ui-0.5nUo-(Ui-0.5nUo-uCr(t2))× cos(ωr(t-t2))+iLr(t2)Zrsin(ωr(t-t2))，

(6)

4)模式4(t3-t4)，如圖3c所示。t3時(shí)刻，諧振電流iLr下降到與勵(lì)磁電感電流iLm相等時(shí)，輸出整流二極管Do1實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷。此階段內(nèi)，Lm與Lr、Cr一并參與諧振。

iLr、iLm與uCr的時(shí)域表達(dá)式為：

(7)

iLm(t)=iLr(t)，

(8)

(9)

式中，m = Lm/Lr。

a

b

c

同理，根據(jù)半周期的工作對(duì)稱性，可以得到另外半周期的工作表達(dá)式。然后可以得到一個(gè)周期內(nèi)諧振iLr、勵(lì)磁電流iLm、輸入電壓Ui以及輸出電壓Uo之間的數(shù)值關(guān)系。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與驗(yàn)證

為了驗(yàn)證提出方案的合理性與有效性，搭建了一臺(tái)240 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)前端由光伏模擬器供電，并模擬光伏特性，系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖4所示。DC/DC前端的電壓電流經(jīng)LEM傳感器采集，通過二階巴特沃茲低通濾波器處理，將采集的信號(hào)送入DSP/TMSF28027中處理。通過MPPT算法計(jì)算確定追蹤電壓，給出相應(yīng)的占空比指令。為了避免控制系統(tǒng)受到功率電路EMI的影響。DSP發(fā)出的EPWM信號(hào)經(jīng)過高速線性光耦將功率側(cè)與控制器隔離。同時(shí)為了驅(qū)動(dòng)MOSFET，驅(qū)動(dòng)電路采用帶有自舉能力的集成芯片IR2110。根據(jù)文獻(xiàn)[8]，功率電路計(jì)算出的實(shí)驗(yàn)參數(shù),如表1所示。

圖4 數(shù)字型全橋LLC諧振變換器系統(tǒng)Fig. 4 System of digital full bridge LLC resonant converter

參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值CO1/CO2100f/kHz50.5CIn/F10fs/kHz50Cr/F1uPV/V0～38Lr/H10P/W240Lm/H60n1∶1

圖5所示為DC/DC變換器追蹤最大功率點(diǎn)uPV=uMPP=30 V的波形，從圖5a中ut波形可以看出，在最大功率點(diǎn)占空比D=0.5，此時(shí)全橋LLC諧振變換器工作在全負(fù)載范圍內(nèi)的臨界狀態(tài)，從圖5中電流iLr的波形可以得出，iLr與iLm無共同諧振狀態(tài)，所以在此占空比下流過勵(lì)磁電感Lm的環(huán)流為零，此時(shí)DC/DC變換器可以達(dá)到最大效率。

為了驗(yàn)證PWM控制方式的全橋LLC諧振變換器隨著占空比改變能夠有效的調(diào)節(jié)增益，圖5b、c給出了D=0.40與D=0.35時(shí)的uPV、ut、iLr波形。全橋LLC諧振變換器較小占空比時(shí)，變換器的增益會(huì)隨著降低。根據(jù)光伏特性可知，當(dāng)增益減小時(shí)uPV增大，圖5b中uPV=32.3 V，圖5c中uPV=37.5 V，隨著占空比的變換，增益發(fā)生了明顯了改變。從圖5中也可以看出，諧振槽電壓ut明顯出現(xiàn)了零電平時(shí)刻，在零電平時(shí)刻，電感Lr、Lm與電容Cr共同參與諧振，勵(lì)磁電感Lm中存在環(huán)流。

a D=0.50

b D=0.40

c D=0.35

全橋型LLC諧振變換器在VF控制方式下能夠全程實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。為了驗(yàn)證數(shù)字式PWM控制方式不影響變換器的軟開關(guān)特性，圖6給出了變換器S2管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)uDS2與S2管兩端電壓uS2，其中圖6b是圖6a的局部放大波形。從圖6中可以看出，開關(guān)管S2兩端電壓uS2在驅(qū)動(dòng)信號(hào)uDS2=0即無驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)刻，S2開關(guān)管已經(jīng)由體二極管續(xù)流使得電壓uS2=0，為軟開關(guān)創(chuàng)造了條件。當(dāng)給定S2開通信號(hào)即uDS2≠0，實(shí)現(xiàn)了S2的軟開關(guān)。其他三個(gè)開關(guān)管以同樣形式實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

a

b

Fig. 6 Converter amplification wave of S2soft switching

3 結(jié)束語

筆者提出將數(shù)字型的PWM控制方式應(yīng)用與全橋LLC諧振變換器，解決了變換器VF控制方式帶來的磁性元件設(shè)計(jì)優(yōu)化難的問題。同時(shí)數(shù)字控制器具有靈活、穩(wěn)定、可編程等特點(diǎn)，使得數(shù)字型全橋LLC諧振變換器特別適用于對(duì)變換器效率要求高、功率密度大與功能種類多的新能源場(chǎng)合。文中通過對(duì)變換器各個(gè)狀態(tài)原理分析，詳述了PWM控制方式下全橋LLC的工作狀態(tài)與增益特性。最后，通過設(shè)計(jì)240 W的樣機(jī)，驗(yàn)證了提出方案的合理性與有效性。

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(編輯 晁曉筠 校對(duì) 李德根)

Research of digital full bridge LLC resonant converter for new energy

(School of Electrical & Control Engineering, Heilongjiang University of Science & Technology, Harbin 150022,China)

This paper introduces is a response to the development of new energy by applying digital PWM control mode to full bridge LLC resonant converter. This novel method not only enables the design and optimization of variable frequency control magnetic components, which has proved difficult for the conventional method, but it also can fulfill tough and stringent demands on the DC/DC converter imposed by the new energy. Digital full bridge LLC resonant converter characterized by higher power density, higher efficiency, and multi function demonstrates a better adaptation to the development of new energy and a more feasible and effective performance.

new energy; digital PWM control mode; full bridge LLC resonant converter

2017-03-23

哈爾濱市科技局青年科技創(chuàng)新人才項(xiàng)目(2016RAQXJ030)

汝洪芳(1975-)，女，黑龍江省伊春人，高級(jí)工程師，碩士，研究方向:電力電子與電力傳動(dòng)，E-mail:396890149@qq.com。

10.3969/j.issn.2095-7262.2017.03.006

TM46

2095-7262(2017)03-0233-04

A