劉 闖 ，齊瑞鵬，劉海軍 ，葛樹(shù)昆，支月媚 ，徐鑫哲

（1.東北電力大學(xué) 電氣工程學(xué)院，吉林 吉林 132012；2.全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院，北京 102211；3.國(guó)網(wǎng)北京市電力公司，北京 100031）

0 引言

相比于現(xiàn)有交流配電網(wǎng)，直流配電網(wǎng)可以有效地提高供電容量與電能質(zhì)量，快速獨(dú)立地控制有功功率，靈活、便捷地接入可再生能源。因此，未來(lái)配電網(wǎng)必然要從現(xiàn)有交流配電網(wǎng)轉(zhuǎn)變?yōu)橐粋€(gè)以傳統(tǒng)交流為網(wǎng)絡(luò)支撐，能夠?qū)崿F(xiàn)交流配電網(wǎng)、直流配電網(wǎng)及交直流混合配電網(wǎng)的不同電壓等級(jí)互聯(lián)，且通過(guò)直流來(lái)實(shí)現(xiàn)功率柔性調(diào)節(jié)的新型配電網(wǎng)［1-2］。

作為交流配電網(wǎng)的關(guān)鍵組成設(shè)備，傳統(tǒng)工頻變壓器利用工頻鐵芯實(shí)現(xiàn)變壓、隔離和能量傳遞等基本功能，其可控性、兼容性較差，已遠(yuǎn)不能滿(mǎn)足新型交直流混合配電網(wǎng)對(duì)電氣設(shè)備智能化水平的要求［3］。電力電子變壓器PET（Power Electronics Transformer）作為新型配電網(wǎng)的核心部件，又稱(chēng)為固態(tài)變壓器SST（Solid-State Transformer），其將電力電子功率變換技術(shù)和電磁感應(yīng)高頻隔離技術(shù)相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)電能交直流混合柔性控制，是未來(lái)能源互聯(lián)網(wǎng)終端的能源路由器［3-5］。

目前PET普遍采用級(jí)聯(lián)型多電平系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，通過(guò)星形或三角形搭建三相系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。為了能夠使得PET真正工程化，除了兼顧高效率、高輸出性能外，還應(yīng)提高其整體功率密度，降低空間體積，減少成本。然而對(duì)于三相級(jí)聯(lián)型PET，由于交流側(cè)電流和電壓都是基頻的正弦波，所以其功率以2倍基頻頻率波動(dòng)，同時(shí)三相功率波動(dòng)會(huì)分別通過(guò)各相PET向三相公共直流側(cè)傳遞。為了保證公共直流側(cè)電源不受 2倍頻率 DLF（Double-Line-Frequency）功率波動(dòng)的影響，傳統(tǒng)做法是在中間直流側(cè)并聯(lián)大電容來(lái)限制功率波動(dòng)。同時(shí)為了增加系統(tǒng)可靠性而采用薄膜電容，更增加了PET的體積，降低了功率密度，提高了成本［5-8］。

本文針對(duì)三相級(jí)聯(lián)型PET存在的2倍頻率功率波動(dòng)引起的中間直流側(cè)大電容問(wèn)題展開(kāi)深入研究，提出了一種針對(duì)三相級(jí)聯(lián)型系統(tǒng)的正弦功率傳輸SPT（Sinusoidal Power Transfer）概念，以減小三相級(jí)聯(lián)型PET中各獨(dú)立中間直流側(cè)大電容，并保證了恒定的直流電源，從而提高系統(tǒng)功率密度，降低成本。

1 三相級(jí)聯(lián)型PET的2倍頻率功率波動(dòng)問(wèn)題

三相級(jí)聯(lián)型PET采用三相AC-DC變換器實(shí)現(xiàn)三相交流到各中間獨(dú)立直流側(cè)的功率變換，并通過(guò)高頻隔離型DC-DC變換器將各獨(dú)立中間直流電匯集到公共直流側(cè)。本節(jié)深入分析了三相級(jí)聯(lián)型PET的2倍頻率功率波動(dòng)特性，并提出一種針對(duì)三相級(jí)聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念。

1.1 三相級(jí)聯(lián)型PET中間直流側(cè)2倍頻率功率波動(dòng)分析

如圖1所示，三相級(jí)聯(lián)型PET是基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的模塊化結(jié)構(gòu)，是由3個(gè)獨(dú)立的單相系統(tǒng)組成。其中單相PET是一種具有高頻隔離、高效率、高功率密度等特性的電力電子功率變換器，主要包括AC-DC變換器、中間直流側(cè)電容C2和高頻隔離型DC-DC變換器。其工作過(guò)程為：工頻交流電功率通過(guò)AC-DC變換器從交流側(cè)流入中間直流側(cè)，2倍頻率的功率波動(dòng)在中間直流側(cè)電容C2中得到緩沖，然后，緩沖后的恒定功率經(jīng)過(guò)高頻隔離DC-DC變換器傳遞到公共直流側(cè)［5-9］。

圖1 三相級(jí)聯(lián)型PET結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of three-phase cascaded PET

圖1中，ua、ub、uc為交流側(cè)三相電壓；ia、ib、ic為交流側(cè)三相電流；Pa、Pb、Pc為交流側(cè)三相功率；Udc2為中間直流側(cè)電壓；Pripa、Pripb、Pripc為中間直流側(cè)三相功率波動(dòng)變化值；Udc為公共直流側(cè)電壓；Pdca、Pdcb、Pdcc為公共直流側(cè)三相功率；Pdc為公共直流側(cè)三相功率之和，Pdc=Pdca+Pdcb+Pdcc；Idc為平均波動(dòng)直流電流。

為了確保三相級(jí)聯(lián)型PET公共直流側(cè)功率穩(wěn)定，傳統(tǒng)方法是在PET中間直流側(cè)安裝大容量電容C2來(lái)抑制功率波動(dòng)，功率波動(dòng)由中間直流側(cè)電容承擔(dān)，電容上的功率波動(dòng)Prip較大，如圖1所示。一般情況下PET中間直流側(cè)要有穩(wěn)定的直流電壓，因此本文要求中間直流側(cè)C2的電壓波動(dòng)在5%左右，同時(shí)電容 C2要滿(mǎn)足［10-11］：

其中，uac、iac分別為交流電壓、電流；ω0為交流頻率；ΔUdc2為中間直流側(cè)電壓波動(dòng)值。由式（1）可知，為了保證PET中間直流側(cè)有穩(wěn)定的直流電壓，PET中間直流側(cè)電容C2會(huì)很大。而由于中間直流側(cè)電容C2承擔(dān)著交流側(cè)傳遞過(guò)來(lái)功率波動(dòng)的緩沖作用，會(huì)讓電容的使用壽命下降，也會(huì)造成三相PET的制造成本增加及功率密度下降?；谏鲜龇治觯挛奶岢隽巳嗉?jí)聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念。

1.2 三相級(jí)聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念

正弦功率傳輸概念是根據(jù)DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性提出的，即DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當(dāng)直流側(cè)電壓被控制在期望值時(shí)，諧振變換器具備電壓箝位功能，保證PET中間直流側(cè)的電壓不會(huì)隨著功率而變化，其2倍頻率的功率波動(dòng)可以看作是靈活的2倍頻率的電流波動(dòng)，同時(shí)DC-DC諧振變換器內(nèi)部不會(huì)對(duì)2倍頻率的電流波動(dòng)產(chǎn)生影響。三相級(jí)聯(lián)型PET正弦功率傳輸概念如圖2所示。當(dāng)交流側(cè)產(chǎn)生功率波動(dòng)時(shí)，減小中間直流側(cè)電容C2，電容C2不對(duì)功率波動(dòng)進(jìn)行緩沖，電容功率波動(dòng)Prip較小，由于DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性，傳遞到中間直流側(cè)的傳輸功率會(huì)通過(guò)DC-DC諧振變換器以2倍頻率波動(dòng)向公共直流側(cè)傳遞，公共直流側(cè)功率波動(dòng)為Pdc，其功率波動(dòng)與交流側(cè)功率波動(dòng)類(lèi)似，仍是2倍頻率的波動(dòng)，因?yàn)槿鄬?duì)稱(chēng)系統(tǒng)功率波動(dòng)理論上瞬時(shí)值為零，所以三相PET公共直流側(cè)功率之和的波動(dòng)會(huì)很小。

圖2 三相級(jí)聯(lián)型PET正弦功率傳輸概念Fig.2 SPT concept for three-phase cascaded PET

正弦功率傳輸概念既不會(huì)影響三相級(jí)聯(lián)型PET的功率傳遞，又不會(huì)影響公共直流側(cè)電源，同時(shí)具有以下優(yōu)點(diǎn)：增加了三相級(jí)聯(lián)型PET的功率密度；降低了三相級(jí)聯(lián)型PET的制造成本；延長(zhǎng)了中間直流側(cè)電容的使用壽命。

2 基于正弦功率傳輸概念的PET單級(jí)控制系統(tǒng)

傳統(tǒng)PET控制策略分為3級(jí)，即高壓級(jí)AC-DC控制策略、隔離級(jí)DC-DC控制策略以及低壓級(jí)DCAC控制策略［11-12］。本節(jié)所討論的正弦功率傳輸概念對(duì)低壓級(jí)并無(wú)影響，因此只針對(duì)PET前兩級(jí)控制策略進(jìn)行討論。

2.1 基于傳統(tǒng)PET控制的正弦功率傳輸控制

對(duì)于傳統(tǒng)PET控制策略，一般采取的都是雙級(jí)控制，即高壓級(jí)AC-DC控制與隔離級(jí)DC-DC控制。其中高壓級(jí)的控制目標(biāo)是將所有AC-DC模塊的中間直流側(cè)電壓均穩(wěn)定在期望值；隔離級(jí)的控制則是以高壓級(jí)AC-DC控制為基礎(chǔ)，控制目標(biāo)是將隔離級(jí)輸出直流側(cè)電壓穩(wěn)定在期望值［12］。

文獻(xiàn)［11-12］提供了一種典型的傳統(tǒng)三相PET控制思路。高壓級(jí)AC-DC控制策略是通過(guò)基于dq解耦的相間直流電壓平衡控制策略得到每一相的等效交流側(cè)電壓，即得到等效調(diào)制比dae、dbe、dce。由于傳統(tǒng)PET在實(shí)際運(yùn)行中，并不能保證每一相內(nèi)各ACDC模塊的直流側(cè)電壓完全均衡，因此必須在前述控制策略的基礎(chǔ)上進(jìn)行相內(nèi)直流電壓平衡控制；而隔離級(jí)DC-DC控制策略則是采用了一種典型的雙有源全橋控制策略，由電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)組成，以保證直流變換器輸出電壓穩(wěn)定在期望值，并實(shí)現(xiàn)直流變換器之間的均流控制。

基于上述傳統(tǒng)PET控制思路，本節(jié)提出一種傳統(tǒng)型PET正弦功率傳輸控制策略，是根據(jù)正弦功率傳輸概念減小中間直流側(cè)電容C2，但不使用DC-DC諧振變換器而使用普通DC-DC變換器的情況下，即沒(méi)有電壓箝位功能，具體控制策略如圖3（a）所示，其中ed、eq和id、iq分別為三相交流電壓和電流經(jīng)dq變換后的電壓和電流；Udcxi（x=a，b，c；i=1，2， …，n）為中間直流側(cè)每一相中每一個(gè)模塊的電壓值；Udcref、udref和uqref分別為直流側(cè)和dq變換后的電壓期望參考值；Udccomxi和Udccomref分別為直流側(cè)每一相中每一個(gè)模塊的實(shí)際電壓和參考電壓；ixi為每一相中每一個(gè)模塊的電流。第一級(jí)的控制策略是基于dq解耦，采用相間直流電壓平衡控制策略和相內(nèi)直流電壓平衡控制策略，分別如圖 3（b）和圖 3（c）所示，其中 Udcave為中間直流側(cè)平均電壓；idref、iqref為dq變換后電流參考值；dxe為每一相的調(diào)制比；dxi（x=a，b，c；i=1，2，…，n）為每一相中每一個(gè)模塊的調(diào)制比，最終實(shí)現(xiàn)各AC-DC模塊的直流側(cè)電壓均穩(wěn)定在參考值的控制目標(biāo)。第二級(jí)的控制策略則是在傳統(tǒng)PET隔離級(jí)DCDC控制策略基礎(chǔ)上的變形。由于沒(méi)有使用DC-DC諧振變換器，即沒(méi)有電壓箝位功能，為了保證功率波動(dòng)能夠在隔離級(jí)DC-DC正常傳輸，在不考慮功率損失的情況下，電流內(nèi)環(huán)中加入2倍頻率波動(dòng)電流的參考值 I′ref，如式（2）和圖 3（a）中所示。

其中，Um為交流側(cè)基頻的正弦電壓幅值；Im為交流側(cè)基頻的正弦電流幅值。

式（2）中2倍基頻頻率波動(dòng)的電流波動(dòng)等于交流側(cè)的功率波動(dòng)，因此，交流側(cè)功率波動(dòng)在向公共直流側(cè)傳遞的過(guò)程中沒(méi)有儲(chǔ)存在中間直流側(cè)電容C2中，電容C2也沒(méi)有緩沖功率波動(dòng)。本節(jié)式（2）中的波動(dòng)電流就是正弦傳輸電流。

上述控制策略在實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)PET控制策略的功能基礎(chǔ)上，還能夠保證正弦功率傳輸概念的實(shí)現(xiàn)。然而，基于傳統(tǒng)PET控制的正弦功率傳輸控制策略（不使用DC-DC諧振變換器的控制策略），放大了傳統(tǒng)PET控制策略冗余復(fù)雜的缺點(diǎn)，使得控制難度與控制成本變得更大。

圖3 傳統(tǒng)PET的正弦功率傳輸控制策略Fig.3 SPT control strategy for traditional PET

2.2 基于DC-DC諧振變換器的正弦功率傳輸自適應(yīng)單級(jí)控制策略

基于DC-DC諧振變換器的PET正弦功率傳輸控制策略，是采取諧振變換器工作在近似諧振模式條件下，當(dāng)公共直流側(cè)電壓被控制在期望值時(shí)，各諧振變換器具備獨(dú)立的直流側(cè)電壓箝位功能，其中間直流側(cè)電壓不變，因此PET控制策略無(wú)需對(duì)隔離級(jí)DC-DC進(jìn)行單獨(dú)控制，簡(jiǎn)化控制策略來(lái)實(shí)現(xiàn)單級(jí)控制。

基于DC-DC諧振變換器的正弦功率自適應(yīng)控制策略很容易實(shí)現(xiàn)，只需要利用DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下靈活的功率傳輸特性。隨著PET中間直流側(cè)電容C2減小，由于DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性，各相2倍頻率功率波動(dòng)會(huì)自然地通過(guò)DC-DC諧振變換器向公共直流側(cè)傳遞，同時(shí)PET中間直流側(cè)電壓不會(huì)波動(dòng)，具體控制策略如圖4所示。因此，基于DC-DC諧振變換器的三相PET，可以使PET的正弦功率傳輸?shù)目刂齐y度與控制成本變小，從而更加簡(jiǎn)單有效地實(shí)現(xiàn)正弦功率傳輸概念，使其得到更廣泛的應(yīng)用。

3 基于LLC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET工作特性分析

諧振變換器作為新型的DC-DC變換器［13］，可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)ZVS（Zero Voltage Switching）和零電流開(kāi)關(guān) ZCS（Zero Current Switching），因此具有高效率和高功率密度的優(yōu)勢(shì)。特別是工作在諧振頻率條件下，恒電壓增益特性能夠簡(jiǎn)化PET系統(tǒng)。

3.1 LLC諧振變換器特性分析

目前應(yīng)用的諧振變換器有很多種，例如具有單向功率傳輸?shù)腖LC諧振變換器［14-15］。本文主要研究的諧振變換器是全橋LLC諧振變換器，如圖5所示。圖中，漏感Lr為諧振電感；Lm為勵(lì)磁電感；Cr為諧振電容；Udc1為輸入側(cè)直流電壓；Idc1為輸入側(cè)直流電流；ipri為變壓器一次側(cè)電流；isec為變壓器二次側(cè)電流；Uab為變壓器一次側(cè)電壓；nT為變壓器變比；U0為輸出側(cè)直流電壓；Idc2為輸出側(cè)直流電流；R0為負(fù)載電阻。

LLC諧振變換器完全諧振時(shí)的交流等效電路如圖6所示。圖中，Ui為輸入電壓；Req為耦合到一次側(cè)的交流電阻。

圖4 基于諧振變換器的正弦功率自適應(yīng)控制策略Fig.4 SPT self-adaptation control strategy based on resonant converters

圖5 全橋LLC諧振變換器拓?fù)銯ig.5 Topology of full-bridge LLC resonant converter

圖6 全橋LLC諧振變換器交流等效電路Fig.6 AC equivalent circuit for full-bridge LLC resonant converter

Req、諧振頻率fr、品質(zhì)因數(shù)Q的計(jì)算公式如式（3）—（5）所示。

由等效電路得出變換器電壓增益M的計(jì)算公式為：

其中，h為勵(lì)磁電感Lm與諧振電感Lr的比值；kf為開(kāi)關(guān)頻率fs與諧振頻率fr的比值。

LLC諧振直流變換器的輸入側(cè)直流電流Idc和輸出側(cè)整流電流 I0分別如式（7）和式（8）所示［15-16］。

其中，Ts為開(kāi)關(guān)周期。

為滿(mǎn)足實(shí)驗(yàn)要求，通過(guò)計(jì)算確定參數(shù)取值為：Lr=7.81 μH，Lm=187 μH，Cr=1 μF。 頻率響應(yīng)分析儀掃描出的LLC諧振變換器在不同負(fù)載條件（負(fù)載電阻變化范圍為16～160 Ω）下的方波激勵(lì)的幅頻特性如圖7所示。從圖7可以看出，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs工作在諧振頻率fr附近時(shí)，LLC諧振變換器電壓增益M與負(fù)載R0幾乎是相互獨(dú)立的［2，6］。 這是LLC諧振變換器與其他諧振變換器相比所具有的明顯優(yōu)勢(shì)，非常適合在PET中應(yīng)用。

圖7 LLC諧振變換器增益特性Fig.7 Gain characteristics of LLC resonant converter

圖8為L(zhǎng)LC諧振變換器在開(kāi)關(guān)頻率fs=50 kHz時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。已知變壓器變比nT=1∶1，輸入側(cè)直流電壓Udc1=200V，從圖8中得到輸出側(cè)電壓U0=200V。因此，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了LLC諧振變換器具有良好的電壓箝位功能，它能夠使三相PET更加簡(jiǎn)單有效地實(shí)現(xiàn)正弦功率傳輸概念。

圖8 全橋LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of full-bridge LLC resonant converter

圖9 單相PET中間直流側(cè)電容特性分析Fig.9 Characteristic analysis of intermediate DC-link capacitors in single-phase PET

3.2 三相級(jí)聯(lián)型PET中間直流側(cè)電容分析

本文的三相級(jí)聯(lián)型PET模塊是基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的模塊化結(jié)構(gòu)，是由3個(gè)獨(dú)立的單相PET構(gòu)成，如圖1所示。單相PET由AC-DC變換器、直流側(cè)電容和DC-DC諧振變換器組成。其中AC-DC變換器可以是全橋變換器，或者是雙降壓式全橋逆變器［16］；DC-DC諧振變換器是全橋LLC諧振變換器。

對(duì)單相PET中間直流側(cè)電容的特性進(jìn)行分析，如圖9所示。

為了保證PET公共直流側(cè)不受交流側(cè)2倍頻率功率波動(dòng)的影響，在不使用正弦功率傳輸概念的情況下，傳統(tǒng)做法是增加直流側(cè)電容C2來(lái)緩沖功率波動(dòng)，由電容C2承擔(dān)功率波動(dòng)，根據(jù)LLC諧振變換器輸出側(cè)（PET中間直流側(cè)）整流電流 I0公式（8），則PET中間直流側(cè)電容C2要滿(mǎn)足如式（9）所示的關(guān)系。

其中，d為全橋逆變器調(diào)制比。

對(duì)式（9）進(jìn)行整理可得電容C2的表達(dá)式為：

設(shè)單相DC 200 V-AC 170 V PET，電壓變比nT=1∶1，Lm=187 μH，開(kāi)關(guān)頻率 fs=50 kHz，ΔUdc=10 V，負(fù)載電阻R0=20 Ω，對(duì)式（10）進(jìn)行最小電容值計(jì)算，計(jì)算得最小電容值為C2=71 mF?？梢?jiàn)使用傳統(tǒng)方法限制交流側(cè)傳遞過(guò)來(lái)的功率波動(dòng)，在滿(mǎn)足功率傳輸和不造成公共直流側(cè)功率波動(dòng)的條件下，三相PET中間直流側(cè)電容C2會(huì)很大。而基于正弦功率傳輸概念的三相級(jí)聯(lián)型PET的中間直流側(cè)電容C2不對(duì)功率波動(dòng)進(jìn)行緩沖，且中間直流側(cè)電壓由諧振變換器箝住為期望電壓，所以其中間直流側(cè)使用較小的電容即可。

3.3 基于正弦功率傳輸概念的三相級(jí)聯(lián)型PET公共直流側(cè)功率波動(dòng)分析

雖然基于正弦傳輸概念的三相級(jí)聯(lián)型PET只有較小的功率因數(shù)調(diào)節(jié)能力，但是它對(duì)于單向功率傳輸?shù)腜ET而言可以有效地減小體積和制造成本。因此，本節(jié)對(duì)基于正弦功率傳輸概念的三相級(jí)聯(lián)型PET進(jìn)行了孤島模式功率分析。具體分析模塊由全橋逆變器、小電容C2和LLC諧振變換器構(gòu)成，如圖9所示。單相AC-DC變換器的功率方程為：

其中，ω0=2πf0；uac=Umsin（ω0t）；iac=Imsin（ω0t）；R0=uac／iac；d=Um／Udc2。

忽略功率損耗，且根據(jù)正弦功率傳輸概念，中間直流側(cè)電容C2很小，不對(duì)功率波動(dòng)進(jìn)行緩沖，因此列寫(xiě)功率守恒方程，即中間直流側(cè)功率 P2（t）=P3（t）。可以推導(dǎo)出LLC諧振變換器整流側(cè)（PET中間直流側(cè)）等效波動(dòng)負(fù)載 Rdc（t）為：

由LLC諧振變換器輸入側(cè)（PET公共直流側(cè)）直流電流公式（7）和式（12）且 LLC 變換器變比 nT=1∶1，可以推導(dǎo)出三相PET公共直流側(cè)三相電流為：

化簡(jiǎn)方程如下：

三相級(jí)聯(lián)型PET公共直流側(cè)的總電流Idc1為：

對(duì)于三相級(jí)聯(lián)型PET，由于交流側(cè)電流和電壓都是基頻的正弦波，所以其功率以2倍基頻頻率波動(dòng)，同時(shí)根據(jù)正弦功率傳輸概念減小中間直流側(cè)電容C2，交流側(cè)三相功率波動(dòng)分別通過(guò)各相PET傳遞到公共直流側(cè)。由于LLC諧振變換器靈活的功率傳輸特性，可以將基于LLC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET的功率波動(dòng)看作是靈活的電流波動(dòng)，傳遞到公共直流側(cè)的每相電流波動(dòng)會(huì)很大且頻率是交流側(cè)電流頻率的2倍，但公共直流側(cè)三相電流之和的波動(dòng)很小。

根據(jù)上文對(duì)三相級(jí)聯(lián)型PET中間直流側(cè)電容和公共直流側(cè)電流的分析，基于LLC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET可以保證正弦功率傳輸概念的可行性，即在減小中間直流側(cè)電容的同時(shí)，又保證公共直流側(cè)的穩(wěn)定性。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出的基于LLC諧振變換器的三相PET正弦功率傳輸概念的可行性，設(shè)計(jì)和制造了一臺(tái)三相DC 200 V-AC 170 V PET，其由3個(gè)圖9所示的單相PET組合而成，并在孤島模式情況下進(jìn)行了測(cè)試。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：開(kāi)關(guān)頻率fs=50 kHz；輸入側(cè)直流電壓Udc1=200 V；勵(lì)磁電感Lm1=187 μH，Lm2=189 μH，Lm3=188 μH；一次側(cè)漏感 Lr1=7.81 μH，Lr2=7.87 μH，Lr3=7.92 μH；諧振電容 Cr=1 μF；LLC 諧振變換器穩(wěn)壓電容C2取為40 μF和2040 μF；變比nT=16∶16；輸出側(cè)交流電壓 uac=170cos（ωt）；輸出交流電壓頻率f=50 Hz。

圖10 實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms

根據(jù)正弦功率傳輸概念，當(dāng)三相PET中間直流側(cè)電容較?。–2=40 μF）時(shí)，電容 C2不緩沖功率波動(dòng)。如圖 10（a）和（b）所示，中間直流側(cè)三相電壓（Udc2a、Udc2b、Udc2c）都穩(wěn)定在同一數(shù)值，而中間直流側(cè)三相電流（idc2a、idc2b、idc2c）以 2 倍基頻頻率波動(dòng)，驗(yàn)證了基于LLC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET具有電壓箝位功能，即LLC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當(dāng)公共直流側(cè)電壓被控制在期望值時(shí)，其中間直流側(cè)電壓不隨功率波動(dòng)而變化，因此2倍頻率的功率波動(dòng)可以看作是靈活的2倍頻率的電流波動(dòng)。

如圖11所示，根據(jù)正弦功率傳輸概念，工作在諧振頻率模式下的LLC諧振變換器，可以靈活地傳遞以2倍基頻頻率波動(dòng)的三相電流。圖11（a）為L(zhǎng)LC諧振變換器一次側(cè)電流波動(dòng)（ipria、iprib、ipric），圖 11（b）為L(zhǎng)LC 諧振變換器二次側(cè)電流波動(dòng)（iseca、isecb、isecc）。圖 11證明了LLC諧振變換器內(nèi)部不會(huì)對(duì)2倍頻率的電流波動(dòng)產(chǎn)生影響。圖10和圖11驗(yàn)證了在中間直流側(cè)電容為小電容（C2=40 μF）的情況下，功率波動(dòng)幾乎沒(méi)有被小電容緩沖或限制，LLC諧振變換器可以根據(jù)靈活的功率傳遞特性對(duì)交流側(cè)的功率波動(dòng)進(jìn)行傳遞。

圖11 LLC諧振變換器一次側(cè)和二次側(cè)電流波動(dòng)Fig.11 Primary-side and secondary-side currents of LLC resonant capacitor

圖12（a）和（b）分別為當(dāng)中間直流側(cè)電容為C2=2040 μF和C2=40 μF時(shí)，公共直流側(cè)b相電流的峰峰值（Idc1b=8.3 A，Idc1b=9.6 A），而2種情況下的三相電流之和沒(méi)有變化。通過(guò)圖12可知在減小中間直流側(cè)電容C2時(shí)，公共直流側(cè)單相電流的峰峰值會(huì)變大，而公共直流側(cè)三相總電流波動(dòng)不大。

圖12 中間直流側(cè)電容電流波動(dòng)Fig.12 Current ripples of intermediate DC-link capacitor

以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了基于LLC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念的可行性。正弦功率傳輸概念可以有效地減小中間直流側(cè)電容，并根據(jù)LLC諧振變換器具有靈活的功率傳輸特性，將交流側(cè)三相功率波動(dòng)分別傳遞到公共直流側(cè)，從而降低2倍頻率功率波動(dòng)對(duì)各獨(dú)立中間直流側(cè)電容的影響；由于三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)功率波動(dòng)理論上瞬時(shí)值為零，三相功率之和的波動(dòng)很小，對(duì)三相PET公共直流側(cè)功率影響也會(huì)很小。公共直流側(cè)單相電流和三相電流之和的變化情況與前文數(shù)學(xué)模型分析的數(shù)學(xué)關(guān)系式一致。

5 結(jié)論

本文在基于DC-DC諧振變換器的三相級(jí)聯(lián)型PET的基礎(chǔ)上提出正弦功率傳輸概念，它能夠有效地減小中間直流側(cè)的電容，將交流側(cè)三相功率波動(dòng)通過(guò)DC-DC諧振變換器分別傳遞到公共直流側(cè)，而三相級(jí)聯(lián)型PET公共直流側(cè)不受功率波動(dòng)的影響。此外，由于采取DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當(dāng)公共直流側(cè)電壓被控制在期望值時(shí)，各諧振變換器具備獨(dú)立直流側(cè)電壓箝位功能，實(shí)現(xiàn)中間直流側(cè)電壓不變，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)單級(jí)控制系統(tǒng)概念，降低三相級(jí)聯(lián)型PET系統(tǒng)的控制復(fù)雜性和控制成本，從而更加簡(jiǎn)單有效地實(shí)現(xiàn)正弦功率傳輸概念。

參考文獻(xiàn)：

［1］曹一家，劉易珠，闕凌燕，等.換電站與電網(wǎng)協(xié)調(diào)的多目標(biāo)雙層實(shí)時(shí)充放電調(diào)度方法［J］. 電力自動(dòng)化設(shè)備，2015，35（4）：1-7.CAO Yijia，LIU Yizhu，QUE Lingyan，et al.Multi-objective bilevel real-time charging／discharging dispatch with coordination of BSS and grid［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（4）：1-7.

［2］杜翼，江道灼，尹瑞，等．直流配電網(wǎng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略［J］．電力自動(dòng)化設(shè)備，2015，35（1）：139-145.DU Yi，JIANG Daozhuo，YIN Rui，etal．Topologicalstructure and control strategy of DC distribution network［J］．Electric Power Automation Equipment，2015，35（1）：139-145．

［3］WANG J，HUANG A，SUNG W，et al.Smart grid technologies［J］.IEEE Industrial Electronics Magazine，2009，3（2）：16-23.

［4］RONAN E，SUDHOFF S，GLOVER S，et al.A power electronicbased distribution transformer［J］.IEEE Transactions on Power Delivery，2002，17（2）：537-543.

［5］ISLAM M R，GUO Y，ZHU J.A high-frequency link multilevel cascaded medium-voltage converter for direct grid integration of renewable energy systems［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（8）：4167-4182.

［6］HAFEZ B，KRISHNAMOORTHY H S，ENJETI P，et al.Medium voltage power distribution architecture with medium frequency isolation transformer for data centers［C］∥2014 Twenty-Ninth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.Fort Worth，TX，USA：IEEE，2014：3485-3489.

［7］DONG D，CVETKOVIC I，BOROYEVICH D，et al.Grid-interface bidirectional converter for residential DC distribution systemspart one：high-density two-stage topology［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28（4）：1655-1666.

［8］BLAABJERG F，CONSOLI A，F(xiàn)ERREIRA J A，et al.The future of electronic power processing and conversion ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20（3）：715-720.

［9］XUE Lingxiao，SHEN Zhiyu，BOROYEVICH D，et al.Dual active bridge-based battery charger for plug-in hybrid electric vehicle with charging current containing low frequency ripple［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（12）：1920-1925.

［10］KREIN P T，BALOG R S，MIRJAFARI M.Minimum energy and capacitance requirementsforsingle-phaseinvertersand rectifiers using a ripple port［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（11）：4690-4698.

［11］HWANG S H，LIU X，KIM J M，et al.Distributed digital control of modular-based solid-state transformer using DSP+FPGA［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（2）：670-680.

［12］SHI J，GOU W，YUAN H，et al.Research on voltage and power balance control for cascaded modular solid-state transformer［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（4）：1154-1166.

［13］陳章勇，許建平，王金平，等.一種新型非調(diào)節(jié)隔離DC-DC變換器［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29（12）：58-65，72.CHEN Zhangyong，XU Jianping，WANG Jinping，et al.A novel unregulated isolated DC-DC converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29（12）：58-65，72.

［14］陳申，呂征宇，姚瑋.LLC諧振型軟開(kāi)關(guān)直流變壓器的研究與實(shí)現(xiàn)［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2012，27（10）：163-169.CHEN Shen，Lü Zhengyu，YAO Wei.Research and verification on LLC resonant soft switching DC-DC transformer［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27（10）：163-169.

［15］胡海兵，王萬(wàn)寶，孫文進(jìn)，等.LLC諧振變換器效率優(yōu)化設(shè)計(jì)［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33（18）：48-56.HU Haibing，WANG Wanbao，SUN Wenjin，et al.Optimal efficiency design of LLC resonant converters［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33（18）：48-56.

［16］LIU Chuang，SUN Pengwei，LAI J S，et al.Cascade dual-Boost／Buck active-front-end converter for intelligent universal transformer［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59（12）：4671-4680.