鄧其軍 ，劉姜濤 ，陳 誠(chéng) ，周 洪 ，胡文山

（1.武漢大學(xué) 自動(dòng)化系，湖北 武漢 430072；2.湖北第二師范學(xué)院 物理與機(jī)電工程學(xué)院，湖北 武漢 430205）

0 引言

提高無(wú)線(xiàn)電能傳輸功率對(duì)于電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)充電［1］、軌道車(chē)輛無(wú)線(xiàn)供電等應(yīng)用領(lǐng)域具有重要意義［2］，但單個(gè)橋臂的開(kāi)關(guān)管（IGBT、MOSFET等）受額定電流、散熱條件等的限制，能夠輸出的功率有限，無(wú)法滿(mǎn)足大功率應(yīng)用場(chǎng)合的需求?？梢圆⒙?lián)多個(gè)逆變橋臂以實(shí)現(xiàn)更大的輸出電流和功率，但是由于開(kāi)關(guān)管參數(shù)的偏差以及開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)路徑長(zhǎng)度的不同，造成并聯(lián)的各個(gè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)斷時(shí)刻不完全一致，導(dǎo)致各個(gè)橋臂的輸出電壓存在相位差。由于開(kāi)關(guān)管的通態(tài)電阻很小，較小的相位差就會(huì)導(dǎo)致很大的相間環(huán)流，進(jìn)而造成開(kāi)關(guān)管的損壞。將各個(gè)橋臂串聯(lián)電感后再連接在一起，能夠有效降低相間環(huán)流。獨(dú)立電感（相間電感不耦合）能夠抑制環(huán)流，但對(duì)電壓輸出能力有較大影響；耦合電感（相間電感耦合）則對(duì)電壓輸出能力影響不大，因此被廣泛應(yīng)用［3-7］，其中單體耦合電感和循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感是2種最常用的耦合電感。單體耦合電感每相之間都有互感，但相數(shù)固定不易于擴(kuò)展［7］；循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感的某一相只與另外兩相有耦合，易于擴(kuò)展相數(shù)［3-6］。

本文首先分析循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感對(duì)系統(tǒng)性能的影響，主要包括電壓輸出與功率輸出能力、不同并聯(lián)相數(shù)的均流效果等；然后分析基于該耦合電感的無(wú)線(xiàn)電能傳輸系統(tǒng)各部件的功率損耗，指出大的輸出電流條件下，多相并聯(lián)能夠提升系統(tǒng)效率；最后開(kāi)發(fā)實(shí)驗(yàn)原型機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測(cè)試。

1 循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感對(duì)系統(tǒng)性能的影響分析

1.1 循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感介紹

本文采用循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感來(lái)實(shí)現(xiàn)相間并聯(lián)，如圖1（a）所示，圖中沒(méi)有列出接收端電路，只用互感系數(shù)k表示與接收端的耦合。圖中，UI為逆變器輸入的直流電壓；U1、U2、…、UN為各相逆變橋臂輸出電壓的基波分量；ICT1、ICT2、…、ICTN為兩相耦合電感（ICT）［4-6］；UO、IO分別為并聯(lián)逆變器輸出電壓、電流的基波分量；CP為發(fā)射端諧振電路的串聯(lián)補(bǔ)償電容；LP為發(fā)射端諧振線(xiàn)圈電感，通過(guò)互感系數(shù)k發(fā)射端與接收端諧振線(xiàn)圈耦合實(shí)現(xiàn)無(wú)線(xiàn)能量傳送；RP為發(fā)射端諧振電路中電容和電感的等效串聯(lián)電阻。圖1（b）為對(duì)耦合電感進(jìn)行等效后的電路圖。圖中，rDS為開(kāi)關(guān)管通態(tài)電阻；rwin為耦合電感一個(gè)繞組的等效串聯(lián)電阻；L1P、L2P、…、LNP分別為第1、2、…、N個(gè)耦合電感的初級(jí)端勵(lì)磁電感，對(duì)應(yīng)的次級(jí)端勵(lì)磁電感分別為 L1S、L2S、…、LNS，漏感都為 Lleak。圖1（c）為計(jì)入接收端反射阻抗、發(fā)射端諧振電容CP的容抗、發(fā)射端線(xiàn)圈LP的感抗及其寄生電阻的總阻抗ZP后的等效電路。

本文設(shè)計(jì)的無(wú)線(xiàn)電能傳送系統(tǒng)的運(yùn)行頻率在85 kHz以上，當(dāng)耦合電感1個(gè)繞組的勵(lì)磁電感在10μH及以上時(shí)，耦合電感2個(gè)繞組的感抗在20 Ω以上。相比較而言，開(kāi)關(guān)管通態(tài)電阻和耦合電感繞組的電阻之和較?。ㄔ?0.1 Ω左右），遠(yuǎn)低于耦合電感繞組感抗。故可以忽略電阻差異，即認(rèn)為其對(duì)電流不平衡的影響可忽略不計(jì)。除此之外，耦合電感的初級(jí)端和次級(jí)端線(xiàn)圈匝數(shù)相同，故可以認(rèn)為其勵(lì)磁電感均相同且等于互感M，即：

圖1 使用循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感實(shí)現(xiàn)多相并聯(lián)的示意圖Fig.1 Schematic diagram of multiphase parallel connection with cyclic cascade coupled inductors

綜上，本文主要考慮由于開(kāi)關(guān)管開(kāi)斷時(shí)刻的不一致等原因造成的各個(gè)橋臂的輸出電壓的相位差，而不考慮各相阻抗的差異。

1.2 電壓與電流輸出能力分析

根據(jù)基爾霍夫定律，列出圖1（b）所示電路在頻域的方程，有：

其中，I1、I2、…、IN為各相電流；r為各相寄生電阻且r=rDS+2rwin。

式（2）有 N+2 個(gè)變量（I1、I2、…、IN、UO和 IO），因此是可求解的。解得輸出電壓UO和電流IO分別為：

將式（1）代入式（3）和（4）可得：

式（5）和（6）表明，在負(fù)載一定的情況下，并聯(lián)逆變器輸出電壓與電流的輸出能力只與各相耦合電感等效的漏感和寄生電阻有關(guān)，而與勵(lì)磁電感（互感）無(wú)關(guān)。 圖 2 為當(dāng) N=6、ZP=3+j2 Ω、運(yùn)行角頻率為 540 kHz、r=100 mΩ、漏感 Lleak從 0變化到5 μH時(shí)，歸一化輸出電流（輸出電流有效值IO與其最大值IO_max之比，IO_max是在漏感為0時(shí)取得的）的仿真曲線(xiàn)。可見(jiàn)，過(guò)大的漏感會(huì)降低電流的輸出能力。耦合電感繞組上的線(xiàn)圈匝數(shù)越少，漏感越?。?］。但減小線(xiàn)圈匝數(shù)后，繞組電感也會(huì)相應(yīng)減小，從而影響相間電流不平衡的抑制效果。

圖2 漏感對(duì)電流輸出能力的影響Fig.2 Influence of leakage on capability of output current

1.3 電流不平衡分析

本文以各相電流與輸出電流的1／N之差來(lái)表示各相不平衡電流：

當(dāng)并聯(lián)的相數(shù)N和各相電感、電阻給定時(shí)，使用MATLAB的solve函數(shù)，即能夠根據(jù)式（2）求解出各相的電流Ii及不平衡電流。由于其表達(dá)式比較復(fù)雜（特別是N值較大，如大于3），也不易清晰地看出耦合電感繞組參數(shù)對(duì)電流不平衡的抑制作用，所以在此不一一列出。為了評(píng)估各相電壓相角不一致導(dǎo)致的電流不平衡，可在最大可能的相角偏差的范圍內(nèi)，隨機(jī)給定各相電壓的相角，再根據(jù)式（7）進(jìn)行仿真計(jì)算。例如，取并聯(lián)的相數(shù)為6相，給定最大相角偏差為5°，各相電壓角度在MATLAB中按式（8）求取，其余參數(shù)如下：基波電壓的幅值Um=318 V，基波電壓角頻率 ω=540 rad／s，繞組的勵(lì)磁電感 Lmag=30 μH，繞組的漏感 Lleak=2.6 μH，開(kāi)關(guān)管及耦合電感繞組寄生電阻r=0.1 Ω，總的負(fù)載ZP=3+j2 Ω，相數(shù) N=6，仿真次數(shù) nRand=107。 采用函數(shù) rand（nRand，6）生成 nRand組 6 維的 0～1 之間的隨機(jī)數(shù)，從而使得相角Φ1—Φ6在0°～5°之間隨機(jī)變化。

使用MATLAB執(zhí)行107次仿真，每次都根據(jù)式（7）計(jì)算各相的不平衡電流并求6相不平衡電流中的最大值，其結(jié)果如圖3所示。

圖3 6相不平衡電流的最大值Fig.3 Maximum unbalanced current among 6-phase

需要指出的是，圖3是用于從統(tǒng)計(jì)的角度來(lái)分析相角不同時(shí)可能導(dǎo)致的相電流不平衡的程度，是關(guān)注于電流不平衡最大值的分布范圍，而不是關(guān)注某一次的具體值。圖3表明，當(dāng)Lmag=30 μH且Lleak=2.6 μH時(shí)可能出現(xiàn)的最大不平衡電流不到1 A。且由于仿真的樣本數(shù)（107）足夠大，可認(rèn)為上述得到的最大不平衡電流能夠反映實(shí)際可能出現(xiàn)的最大值。

事實(shí)上，與勵(lì)磁電感引起的感抗相比，寄生電阻r和漏感Lleak引起的感抗很小，在分析不平衡電流時(shí)可忽略不計(jì)。在忽略r和Lleak的條件下，可以得到并聯(lián)相數(shù)分別為3、4、5、6時(shí)各自的不平衡電流。由于各相通過(guò)循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感的連接方法是對(duì)稱(chēng)的，因此只考察第一相的不平衡電流。具體如下：

式（9）清晰地表明，不平衡電流隨勵(lì)磁電感的增加而減少。但通過(guò)增加耦合電感繞組匝數(shù)來(lái)增加勵(lì)磁電感，通常會(huì)造成漏感的上升進(jìn)而影響電壓、電流的輸出能力。因此，需要在允許的最大不平衡電流和要求的輸出功率之間做出平衡。由于不平衡電流的增加會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管額外的損耗及散熱問(wèn)題，因此在滿(mǎn)足輸出功率的條件下，應(yīng)盡量使用較大勵(lì)磁電感的耦合電感。

由于沒(méi)有計(jì)及與勵(lì)磁電感Lmag串聯(lián)的寄生電阻r和漏感Lleak的影響（相當(dāng)于忽略了一部分串聯(lián)阻抗／感抗），故式（9）得到的不平衡電流比實(shí)際的不平衡電流要大一些。在極端的情況下，式（9）4個(gè)等式的分子中的所有正項(xiàng)均取相同值（以U1表示），所有負(fù)項(xiàng)也取相同值（以U2表示），則可簡(jiǎn)化為：

假定各相逆變器輸出電壓的基波幅值仍為318 V，式（10）中各等式分子項(xiàng)的兩相電壓相角差為 5°，運(yùn)行角頻率 ω=540 rad／s，Lmag=30 μH。 由式（10）以及：

計(jì)算當(dāng)勵(lì)磁電感Lmag=30 μH時(shí)6相的不平衡電流幅值為1.07 A。由于上述計(jì)算得到的不平衡電流是在最極端的條件下且忽略了部分串聯(lián)阻抗的基礎(chǔ)上得到的，因此可認(rèn)為在上述給定的基波幅值及最大可能的相角差等參數(shù)條件下，實(shí)際最大不平衡電流不會(huì)超出這個(gè)值。

與使用隨機(jī)仿真得到的圖3相比，使用簡(jiǎn)化公式（10）所得結(jié)果雖然偏大一些，但在一定精度條件下仍可用于近似評(píng)估不平衡電流的極限值。式（10）很清晰地表明，耦合電感對(duì)不平衡電流的抑制能力與繞組的勵(lì)磁電感成正比。

另外，根據(jù)式（5）和式（6）可以計(jì)算出在 1.3節(jié)中的參數(shù)條件下，當(dāng)各相電壓同相時(shí)，各相電流幅值為16.41 A。且根據(jù)式（10）計(jì)算相應(yīng)條件下的不平衡電流為1.07 A。綜上可以看出，不平衡電流遠(yuǎn)低于相電流（只占約6%），即可認(rèn)為使用循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感并聯(lián)的多相逆變器系統(tǒng)電流不平衡問(wèn)題較小。

2 系統(tǒng)損耗分析

在總的輸出電流幅值IO給定的條件下，N個(gè)半橋的逆變橋臂并聯(lián)時(shí)每個(gè)橋臂流過(guò)的電流是總電流的1／N（在計(jì)算損耗時(shí)，忽略電流不平衡），故總的逆變通態(tài)損耗為［8］（乘以1／2是因?yàn)镮O是幅值而不是有效值）：

式（12）表明，多個(gè)逆變橋臂并聯(lián)時(shí)的逆變通態(tài)損耗是只使用一個(gè)逆變橋臂時(shí)的1／N，故其有可能提升無(wú)線(xiàn)電能傳輸系統(tǒng)的效率。但由于耦合電感的引入會(huì)引起額外的損耗而可能導(dǎo)致整體效率的降低，故本節(jié)對(duì)基于循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感實(shí)現(xiàn)多相逆變橋并聯(lián)的無(wú)線(xiàn)電能傳輸系統(tǒng)的功率損耗進(jìn)行綜合分析，以尋求效率提升的方法。本文以?xún)删€(xiàn)圈的串-串補(bǔ)償無(wú)線(xiàn)電能傳輸系統(tǒng)為例，對(duì)其損耗進(jìn)行分析。

2.1 發(fā)射端損耗

發(fā)射端損耗主要包括開(kāi)關(guān)管通態(tài)損耗PrDS、開(kāi)關(guān)管關(guān)斷損耗Ptoff、開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)損耗PG、耦合電感損耗PrWIN、發(fā)射線(xiàn)圈寄生電阻損耗PrLP與發(fā)射端串連電容寄生電阻損耗 PrCP等［9-10］，具體如式（13）所示［8］。由于系統(tǒng)工作于零電壓切換（ZVS）狀態(tài)，故逆變器的開(kāi)通切換損耗可忽略不計(jì)［8］。文獻(xiàn)［8］指出，串聯(lián)諧振逆變器要實(shí)現(xiàn)零電壓切換，其運(yùn)行頻率必須大于電路自諧振頻率，本文的理論分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，都是基于這個(gè)條件的。

與寄生電阻相關(guān)的損耗（PrWIN、PrLP、PrCP）和逆變通態(tài)損耗計(jì)算方法類(lèi)似。Litz線(xiàn)圈的寄生電阻可參考文獻(xiàn)［11-12］近似計(jì)算。

多相逆變器總的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷損耗可表示為［8］：

其中，tr、tf分別為開(kāi)關(guān)管漏源極間電流的上升、下降時(shí)間；Ioff為每相逆變橋在關(guān)斷時(shí)的電流，可用式（15）表示。

其中，θ為各相電流滯后于電壓的相角。

總的驅(qū)動(dòng)損耗為［8］：

其中，f為運(yùn)行頻率；Qg為柵極總電荷；UG為開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓。故式（13）可轉(zhuǎn)化為：

其中，rLP、rCP分別為發(fā)射端線(xiàn)圈、串聯(lián)補(bǔ)償電容的等效串聯(lián)電阻。

2.2 接收端損耗

接收端損耗主要包括全橋整流二極管前向壓降損耗PVF、整流濾波電容損耗PCF、接收線(xiàn)圈寄生電阻損耗PrLS與串聯(lián)電容寄生電阻損耗PrCS等［9-10］，如式（18）所示。

PVF和 PCF可表示為［8］：

其中，UF為二極管前向壓降；IS為接收端電流幅值；rCF為整流橋?yàn)V波電容的等效串聯(lián)電阻。故式（18）可轉(zhuǎn)化為：

其中，rLS、rCS分別為發(fā)射端線(xiàn)圈、串聯(lián)補(bǔ)償電容的等效串聯(lián)電阻。

2.3 與單相逆變橋的損耗比較

假定單相逆變橋使用相同的拓?fù)洌―類(lèi)半橋逆變），但去掉了耦合電感，且輸入相同的電壓同時(shí)輸出相同的電流，則根據(jù)式（17）可得其發(fā)射端損耗為：

單相與多相2種拓?fù)錀l件下，其損耗之差為：

對(duì)于輸出電流在幾十安培的大功率應(yīng)用場(chǎng)合而言，當(dāng)運(yùn)行頻率在幾十kHz時(shí)，只需要較小的相數(shù)N即能使ΔPloss＞0，使多相拓?fù)渚哂休^小的損耗。圖 4為當(dāng)輸出電流幅值IO分別取10A、20A、40A、70 A、100 A時(shí)，單相與多相逆變的功率損耗之差隨相數(shù)變化的關(guān)系圖。單相與多相拓?fù)鋼p耗比較的仿真參數(shù)如下：開(kāi)關(guān)管通態(tài)電阻rDS=41 mΩ，系統(tǒng)運(yùn)行頻率（開(kāi)關(guān)頻率）f=85kHz，柵極總電荷Qg=300 nC，開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓UG=15 V，耦合電感一個(gè)繞組的等效串聯(lián)電阻rwin=25 mΩ。

由圖4可以看出，在電流較小時(shí)，兩者的損耗差別不大。但是對(duì)于大功率應(yīng)用場(chǎng)合而言，例如輸出電流在70 A及以上時(shí)，多相拓?fù)淠軌蛎黠@降低損耗。式（22）所示的損耗之差主要包括兩部分：寄生電阻損耗（與IO的平方成正比的項(xiàng)）與驅(qū)動(dòng)損耗。假定每個(gè)逆變橋驅(qū)動(dòng)損耗一樣，在電流較小時(shí)，驅(qū)動(dòng)損耗占的比重較大，由于多相拓?fù)涞哪孀儤驍?shù)目多，因而在效率方面不占優(yōu)勢(shì)；但在電流較大時(shí)，寄生電阻損耗占主導(dǎo)地位，可視作多相并聯(lián)拓?fù)浼纳娮铚p小到原來(lái)的1／N，從而能夠極大地降低損耗。另外，從圖4可看出，隨著相數(shù)的增多，損耗降低得越多，但功率損耗降低的速度逐漸減小。

圖4 單相與多相的功率損耗之差Fig.4 Difference of power loss between single-phase and multiphase

3 系統(tǒng)原型機(jī)開(kāi)發(fā)與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 系統(tǒng)原型機(jī)

為了驗(yàn)證多相逆變并聯(lián)拓?fù)涞男阅?，開(kāi)發(fā)了串－串補(bǔ)償?shù)臒o(wú)線(xiàn)電能傳輸原型機(jī)系統(tǒng)，其發(fā)射端拓?fù)淙鐖D 1所示，接收端采用如文獻(xiàn)［10］中圖 1所示的結(jié)構(gòu)。兩端的諧振線(xiàn)圈距離為20 cm，由外邊長(zhǎng)90 cm×70 cm、內(nèi)邊長(zhǎng)84 cm×64 cm的平面矩形螺旋線(xiàn)圈制成，環(huán)繞圈數(shù)為4圈。發(fā)射及接收線(xiàn)圈所使用的Litz線(xiàn)為2000股、每股直徑為0.1 mm，Litz線(xiàn)直徑為 6 mm。串聯(lián)諧振電容由110個(gè)EPCOS 1.0 nF 2 000 V的薄膜電容并聯(lián)而成；開(kāi)關(guān)管選用英飛凌公司的IPW65R041CFD型號(hào)的MOSFET；耦合電感的磁環(huán)使用美磁公司的鐵粉芯磁環(huán)T300-2；耦合電感 Litz線(xiàn)為1 050股，每股直徑為0.05 mm，2個(gè)繞組同時(shí)并行環(huán)繞以減小漏感。

系統(tǒng)的主要參數(shù)如下：rDS=50 mΩ，f=85 kHz，Qg=300 nC，UG=15 V，rwin=25 mΩ，M=7.5 μH，LP=33.6 H，CP=111.7 nF，Lmag=31.1～31.9 μH，Lleak=2.6～3.1 μH，rCP=7 mΩ，rLP=75 mΩ，tr=28 ns，tf=8 ns，接收端線(xiàn)圈電感LS=33.7 μH，接收端串聯(lián)諧振補(bǔ)償電容CS=111.2 nF，rCS=5 mΩ，rLS=76 mΩ，接收端整流橋?yàn)V波電容 Cf=300 μF，rCF=10 mΩ，UF=0.85 V，接收端整流橋負(fù)載Rload=6.87 Ω。其中，線(xiàn)圈、耦合電感、電容等元件的電感值、電容值、高頻電阻值均使用一臺(tái)Agilent E4980A精密阻抗分析儀來(lái)測(cè)量（高頻電阻值在85 kHz時(shí)測(cè)得）；開(kāi)關(guān)管及整流橋參數(shù)從制造廠家的手冊(cè)中得到；直流電壓與電流通過(guò)文獻(xiàn)［13］介紹的方法測(cè)量（其中AD采樣的零漂與精度使用PA1000功率分析儀校正）。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了模擬原型機(jī)在各相逆變器MOSFET實(shí)際驅(qū)動(dòng)相角不一致的情況，本文實(shí)驗(yàn)有意為各相逆變器輸入不同的驅(qū)動(dòng)相角，以驗(yàn)證各相逆變器驅(qū)動(dòng)相角及輸出電壓不同相，多相并聯(lián)時(shí)的均流效果。圖5是在3相并聯(lián)拓?fù)湎拢?相驅(qū)動(dòng)相角分別為-2.5°、0°、2.5°（利用文獻(xiàn)［13］中的驅(qū)動(dòng)波形生成方法產(chǎn)生相角差），在逆變器輸入直流電壓為300 V（其余參數(shù)與3.1節(jié)中相同）時(shí)測(cè)量的3相電流與某一相電壓波形?？梢?jiàn)在不同的驅(qū)動(dòng)相角下，3相電流差異很小，即本文提出的環(huán)流抑制方法是有效的。

圖5 實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms

為了比較不同相數(shù)時(shí)的效率，分別使用不同數(shù)量的（0、2、3、4、5、6，其中 0 表示不使用耦合電感）耦合電感循環(huán)級(jí)聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)單相運(yùn)行或多相并聯(lián)運(yùn)行。調(diào)整各逆變器輸入的直流電壓（其余參數(shù)與3.1節(jié)中相同），當(dāng)接收端直流負(fù)載上獲得的功率分別為1kW、2kW、5.5kW、5.5kW、5.5kW、15kW時(shí)，測(cè)量并計(jì)算逆變器直流輸入與接收端直流負(fù)載輸出，其DC-DC效率及逆變器總輸出電流如圖6所示。選擇在單相或2相并聯(lián)運(yùn)行時(shí)輸出功率較小，其是為了保證單個(gè)橋臂上輸出的電流不至于過(guò)大；選擇在3相、4相或5相并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的輸出功率均為5.5 kW，其是為了比較在總輸出電流（功率）相同，不同相數(shù)并聯(lián)時(shí)的效率；選擇在6相時(shí)的輸出功率為15 kW，其是為了驗(yàn)證多相功率輸出能力。圖6表明，多相（2相及以上）并聯(lián)時(shí)的效率在輸出功率相同時(shí)隨著相數(shù)的增多而上升。需要指出的是，由于沒(méi)有接入耦合電感而少了耦合電感的損耗，雖然單相運(yùn)行時(shí)的效率比2相和3相并聯(lián)都高，但輸出功率很小。

圖6 不同并聯(lián)相數(shù)時(shí)的系統(tǒng)效率與逆變器總輸出電流Fig.6 System efficiencies and total output currents of inverter under different parallel phases

接收端直流電阻上的功率為15 kW時(shí)，測(cè)量發(fā)射端逆變器輸入直流電壓為486.4 V，輸入電流為32.57 A；接收端整流橋直流電阻電壓為320.89 V，電流為46.75 A；計(jì)算得到無(wú)線(xiàn)電能傳輸系統(tǒng)DC-DC效率為94.7%。6相中的某3相的輸出電流與其中1相輸出電壓波形如圖7所示，接收端整流橋的輸入電流與電壓波形如圖8所示。從圖7中可以看出，這3相的輸出電流基本相同，即原型機(jī)均流效果較好。

圖7 實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms

3.3 系統(tǒng)主要損耗對(duì)比

原型機(jī)采用與文獻(xiàn)［13］類(lèi)似的方法測(cè)量各相的交流電流及其與方波電壓的相角。在負(fù)載功率為15 kW時(shí)，測(cè)得每相電流幅值為18.3 A，則6相總的輸出電流幅值IO=109.8A。測(cè)得整流橋直流負(fù)載電流Iload=46.88 A。且有：

計(jì)算得到接收端電流幅值IS=73.6 A（與圖8測(cè)量的結(jié)果一致）；同時(shí)測(cè)得相電流滯后電壓25°。將上述測(cè)量值及3.1節(jié)中各元件的寄生電阻等參數(shù)，代入式（13）—（20），可計(jì)算出各部分的損耗，如圖9所示?？梢?jiàn)，多相并聯(lián)后，逆變橋的損耗（包括MOSFET通態(tài)損耗、關(guān)斷損耗以及耦合電感損耗）占發(fā)射端損耗的比重較?。?3%左右）；而線(xiàn)圈是主要的損耗部件。圖9（a）中，6相并聯(lián)時(shí)發(fā)射端MOSFET通態(tài)損耗為41 W，則由式（12）可計(jì)算出單相運(yùn)行時(shí)的通態(tài)損耗為246 W?？梢?jiàn)，多相并聯(lián)能夠極大地減小逆變橋損耗，從而提升系統(tǒng)效率。

圖9 發(fā)射端與接收端主要的損耗對(duì)比Fig.9 Comparison of power loss between sending and receiving sides

4 結(jié)論

本文使用循環(huán)級(jí)聯(lián)耦合電感組成多相逆變橋并聯(lián)輸出，能夠在提供大功率的同時(shí)較好地抑制由于各相驅(qū)動(dòng)時(shí)刻不一致引起的環(huán)流。本文得出結(jié)論如下。

a.相間電流不平衡的抑制能力隨著相數(shù)的增加而減弱。

b.當(dāng)輸出電流較小時(shí)，多相并聯(lián)并不能降低損耗；但是當(dāng)輸出電流較大時(shí)，并聯(lián)的相數(shù)越多，與單相相比能夠降低的損耗越多，但其降損的增長(zhǎng)速度呈下降趨勢(shì)。

c.在各相輸出電流相同的情況下，更多的相數(shù)意味著更大的總的輸出電流。由于在負(fù)載一定的情況下輸入電壓與電流成正比，即功率與電流的平方成正比，故而更有利于提升系統(tǒng)總的輸出功率。

d.采用多相并聯(lián)降低逆變損耗，使得線(xiàn)圈上的損耗占比更突出，該損耗在本文設(shè)計(jì)的無(wú)線(xiàn)電能傳輸原型機(jī)中總損耗的比重超過(guò)60%。

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