孫 栩 ，朱 晉 ，劉文龍 ，尹靖元 ，韋統(tǒng)振

（1.中國電力科學研究院，北京 100192；2.中國科學院 電工研究所，北京 100190）

0 引言

模塊化多電平柔性直流輸電技術（MMC-HVDC）由于其獨有的優(yōu)勢，被國內外學者公認為特別適用于新能源并網(wǎng)、孤島供電、特大型城市電網(wǎng)輸配電、交流電網(wǎng)互聯(lián)等多種應用場合［1-5］。目前普遍采用的半橋型模塊化多電平換流器（MMC）由于不具備直流側故障隔離能力，直流側發(fā)生故障時只能依靠交流斷路器清除故障，系統(tǒng)恢復時間長，這在一定程度上阻礙了MMC在多端直流系統(tǒng)和直流電網(wǎng)中的發(fā)展 和 應 用［6-22］。

通過對換流站自身拓撲結構的改進，使其能通過閉鎖實現(xiàn)直流側故障電流的阻斷也是柔性直流輸電系統(tǒng)清除直流故障的一種有效方式。這種方案具有故障清除快、系統(tǒng)恢復迅速、對交流系統(tǒng)影響小等優(yōu)點，適用于故障率較高但故障多為暫態(tài)故障的架空線輸電線路。目前已提出的具有代表性的直流故障電流自阻斷型柔性直流輸電換流站拓撲主要有：混合級聯(lián)多電平換流站HCMC（Hybrid Cascaded Multilevel Converter）拓撲［6-9］、變橋臂多電平換流站 AAMC（Alternate-Arm Multilevel Converter）拓撲［10-11］、交流側串入全橋子模塊型MMC拓撲［12］、雙向晶閘管旁路型 MMC 拓撲［13］和子模塊改進型 MMC 拓撲［14-21］。

子模塊改進型MMC拓撲是目前最受到認可的換流站拓撲改進方式，該方法能夠充分利用目前已經(jīng)發(fā)展成熟的MMC站控與閥控技術，以最小的改動使換流站獲得直流故障清除能力，目前已有多種拓撲結構涌現(xiàn)［14-21］。 文獻［21］較為全面地總結了目前的多種新型子模塊拓撲，并對其拓撲結構進行了詳細的對比，將故障隔離型MMC分為子模塊拓撲優(yōu)化和橋臂優(yōu)化2種思路，在子模塊優(yōu)化方面，詳細介紹了全橋子模塊拓撲、箝位型雙子模塊（CDSM）拓撲、串聯(lián)雙子模塊拓撲、交叉連接型子模塊拓撲、二極管箝位型子模塊拓撲和二極管箝位式雙子模塊拓撲，對各種拓撲類型的損耗和器件數(shù)量進行了對比。上述各種子模塊拓撲結構在直流電流阻斷能力、器件和子模塊數(shù)量、器件成本、損耗等方面各有優(yōu)勢。文獻［9，18，20-21］提出基于這類特殊拓撲結構與半橋型子模塊（HBSM）的混聯(lián)型整體換流站優(yōu)化解決方案，使換流站具備故障隔離能力的同時，進一步降低損耗與成本。這些拓撲結構的提出，豐富了不同場合和需求背景下故障隔離型MMC拓撲的備選方案。

本文提出一種新型故障隔離型子模塊拓撲結構，為故障電流阻斷型子模塊的器件成本優(yōu)化提供一種新的思路，詳細敘述了該拓撲結構的原理，并與其他幾種主要子模塊拓撲進行了對比分析。

1 新型子模塊工作原理

本文所提出的串聯(lián)型雙電容箝位型子模塊SDSM（Series Double capacitor Sub-Module）拓撲結構如圖1所示。在穩(wěn)定運行時，VT3和VT4一直處于開通狀態(tài)，通過控制VT1與VT2能夠使子模塊電容輸出UC和0這2種電平。子模塊中的電容C1和電容C2均并聯(lián)了相等的分壓電阻，保證了在穩(wěn)態(tài)運行時UC1=UC2=UC／2。在此前提下，對子模塊具體的電平輸出原理分析如下。

a.當VT2開通時，VT1關斷，且電流從B流入、從A流出時，電容C1與C2被充電，子模塊輸出電壓USM=UC。具體的電流流通路徑示意圖為

圖1 新型子模塊原理圖Fig.1 Schematic diagram of proposed sub-module

b.當VT1開通，VT2關斷，且電流從B流入、從A流出時，子模塊輸出電壓USM=0。電容C1和C2被旁路。電流流通路徑為

c.當VT2開通，VT1關斷，且電流從A流入、從B流出時，電容C1和C2放電，子模塊輸出電壓USM=UC。電流流通路徑示意圖為

d.當VT1開通，VT2關斷，且電流方向為從A流入、從B流出時，子模塊輸出電壓USM=0。電容C1和C2被旁路。電流流通路徑示意圖為

當發(fā)生直流故障時，所有IGBT閉鎖，當電流從B端口流入時，流通路徑與情況a相同；當電流從A端口流入時，流通路徑為從2種情況的電流流通路徑可以看出，當采用SDSM拓撲結構時，無論故障電流方向如何，均可將C1和C2同時串入故障電流通路，通過串聯(lián)橋臂子模塊上所有子模塊的電容電壓形成反壓阻斷故障電流，整個子模塊的開關狀態(tài)如表1所示。

表1 子模塊開關狀態(tài)與輸出電壓Table 1 Switching status and output voltage of sub-module

在進行上述理論分析時，假設了在實際MMC換流站控制策略下，子模塊電容C1和C2的電壓之和穩(wěn)定為UC，經(jīng)過電阻分壓，C1和C2兩端的電壓UC1和UC2均為 UC／2，則 VD1、VD2、VT3和 VT4的耐壓均為 UC／2，VT1與VT2的耐壓為UC。

2 SDSM性能分析

2.1 器件成本分析

與HBSM相比，SDSM拓撲結構多了2個IGBT和2個二極管。但是這些器件的耐壓均為標準器件（VT1和VT2）的1／2。如果常規(guī)器件采用4500 V的功率器件，那么附加器件就可采用3300 V甚至1700 V的功率器件；如果常規(guī)器件采用3300 V的功率器件，那么附加器件就可以采用1700 V甚至1200 V的功率器件。這需要根據(jù)電壓裕量來具體分析。目前1700 V以下的低壓IGBT的價格遠低于3300 V以上的高壓IGBT的價格。如對于同電流等級的IGBT，通常1700V的IGBT器件成本只有3300 V器件的1／3（包括IGBT器件及其驅動電路）。因此雖然增加了2個IGBT，但是單個子模塊的成本增加有限［19］。

考慮上述價格因素，與CDSM等其他箝位型子模塊比較，SDSM拓撲結構在器件成本方面具有明顯優(yōu)勢。

2.2 控制復雜度分析

整個換流站的控制部分包括站控系統(tǒng)、閥控系統(tǒng)和子模塊內部控制系統(tǒng)。其中，無論橋臂結構和子模塊結構如何變化，換流站的站控系統(tǒng)基本相同。MMC型換流站的閥控系統(tǒng)主要負責按照站控系統(tǒng)下發(fā)指令調制輸出指定交流電壓，同時控制閥組所有子模塊電容電壓。主要的控制復雜度在于閥組子模塊電容電壓的排序算法，主要和需要控制電壓的子模塊電容數(shù)量相關，該子模塊由于內部電容均為同時投切，在閥控程序里可視作一個電容進行控制，因此與半橋型MMC結構相比，閥控復雜度也并未增加，在子模塊內部控制系統(tǒng)里，由于子模塊電容數(shù)量有所增多，電容電壓信號的采集和子模塊內部中央處理器的數(shù)據(jù)處理量有所增加。

2.3 損耗分析

通過調研換流站損耗計算方法和英飛凌IGBT數(shù)據(jù)表［23-26］，本文中每個子模塊采用了2個耐壓為UC／2的IGBT，其導通損耗之和約為1個耐壓為UC的IGBT的1.5倍。根據(jù)上述理論分析，當采用SDSM與HBSM混聯(lián)型橋臂結構時，由于SDSM數(shù)量在整個橋臂中占比約為0.4，并且僅在導通損耗部分有所增加，整體損耗約為CDSM與HBSM混聯(lián)型橋臂結構損耗的106%。

2.4 子模塊性能對比

根據(jù)上述分析，本文所提出的SDSM、FBSM和CDSM用于混聯(lián)型橋臂時的性能對比如表2所示。三者均可輸出2UC、UC、0電平時，本文所提出的SDSM在器件成本方面具有優(yōu)勢，并未增加閥控復雜度，損耗方面比CDSM略高，但是損耗遠優(yōu)于FBSM?？傮w而言，SDSM具有自己獨特的優(yōu)勢，為子模塊拓撲結構改進提供了一種新的思路。

表2 3種子模塊性能對比Table 2 Comparison of performance among three sub-modules

3 混聯(lián)型MMC橋臂方案

多類型子模塊混聯(lián)型橋臂拓撲能夠實現(xiàn)各種子模塊優(yōu)勢的結合，提高換流站整體性能。為了進一步降低整個MMC換流站的成本，本文基于第1節(jié)所提出的SDSM子模塊拓撲和通用的HBSM拓撲結構，設計了多類型子模塊混聯(lián)型新型橋臂拓撲方案。新型橋臂拓撲方案結合了SDSM的直流側故障處理能力和HBSM損耗小、成本低的優(yōu)勢。

假設每個橋臂由m個SDSM與n個HBSM構成。m與n應當滿足如下關系：

其中，UDC為MMC換流站直流側電壓；UC為子模塊中電容電壓之和。

當直流側檢測到故障，假設理想情況下閉鎖前各子模塊電容電壓在閥控策略下完全均衡，閉鎖之后電壓也在各子模塊電容兩端均分，其電壓值均等于UC，各SDSM與HBSM中的電容值均為C0，則換流站閉鎖時，根據(jù)橋臂電流方向，初始時刻橋臂等值電路的表達式如下所示：

其中，UAeq和CAeq分別為當前橋臂的等效電壓與等效電容；ib為換流站閉鎖后當前橋臂上的電流。

以AB間線電壓為例分析，當直流側發(fā)生短路故障導致?lián)Q流站閉鎖后，AB相間故障電流潛在通路分為3類，如圖2所示。

換流站故障電流通路路徑等效電路見圖3。圖中，iblock為閉鎖時換流站等效故障電流；Ceqx為路徑x等效電容，Ueqx為路徑x等效電容兩端電壓，Reqx為路徑 x 等效電阻，Leqx為路徑 x 等效電感，x=1，2，3。

如果要利用二極管反向阻斷能力使故障電流潛在通路阻斷，弧道不復燃，使換流站具備直流側故障自清除能力，需要滿足路徑中等效電容兩端反電動勢大于UAB線電壓峰值，即：

其中為線電壓峰值。

根據(jù)上述3類路徑中各橋臂電流正負方向，代入式（2）可得到閉鎖后3種路徑等效電路電容兩端電壓值。

圖2 混聯(lián)橋臂型MMC潛在電流通路Fig.2 Potential current path of hybrid arm MMC

圖3 整個換流站各故障電流通路路徑等效電路Fig.3 Equivalent circuit of fault current path for whole converter station

為了滿足式（5），則：

將式（5）— （7）代入式（8），可以求得使換流站具備直流側故障自清除能力時各橋臂所需SDSM的數(shù)量m的表達式：

通過已知的調制比參數(shù)，可以求出MMC換流站交流線電壓峰值與直流母線電壓關系，如下所示：

其中，k 為調制比。 結合式（1）、（9）、（10），橋臂中SDSM與HBSM的數(shù)量與直流母線電壓關系如下：

4 仿真

本文在PSIM9.0仿真軟件中建立了該換流站10 kV單站STATCOM運行模式仿真模型，模擬了三相SDSM&HBSM混聯(lián)型換流站并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)運行和直流雙極短路故障隔離暫態(tài)過程。仿真參數(shù)如下：額定功率為1 MW，額定交流線電壓有效值為10 kV，直流母線電壓為18 kV，每橋臂子模塊數(shù)量為3，子模塊電容額定電壓之和為3kV，子模塊電容值為3.3mF，橋臂電感為50 mH，直流側電抗器為50 mH，頻率為 50 Hz，各橋臂SDSM數(shù)量為2，各橋臂HBSM數(shù)量為4。

將交流側線電壓有效值、直流側電壓代入式（10），可以求出所需要的k為0.9。將k的值代入式（11）即可求出m=2.3，為了保證短路電流的阻斷能力，向上取整數(shù)，令m=3。得到該模擬換流站具備直流側故障自清除能力時所需要的SDSM數(shù)量為3，則對應的HBSM數(shù)量為3。根據(jù)計算結果配置橋臂結構，在0.6 s處設置直流側雙極短路故障。

故障清除后，在0.63s處讓換流站重新投入運行。圖4為故障清除暫態(tài)的直流電流波形，由于是單站STATCOM運行模式，因此0.6 s前直流側電流為0。當發(fā)生直流短路故障時，考慮3 ms的傳感器及通信延時，在此時間內依靠直流側電抗器及橋臂電感抑制直流電流上升速度。圖5為SDSM中2個子模塊電容電壓和HBSM中的電容電壓，由于此時換流站尚未閉鎖，直流側故障電流由交流饋入電流和子模塊電容放電電流組成，因此圖5中子模塊電容電壓在0.6～0.603 s內呈下降趨勢。0.603 s時系統(tǒng)發(fā)出閉鎖信號，換流站閉鎖。此時HBSM在短路電流通路中被旁路，直流電網(wǎng)中儲存的短路能量對SDSM中電容充電，隨著SDSM中電容電壓之和上升，直流短路能量消耗，交直流側故障電流均下降到0，如圖4和圖6所示。

圖4 故障清除暫態(tài)直流電流波形Fig.4 Waveform of transient DC current durning fault removal

圖5 故障清除暫態(tài)某橋臂子模塊電容電壓波形Fig.5 Transient voltage waveforms of sub-module capacitors during fault removal，for one bridge

圖6 故障清除暫態(tài)三相并網(wǎng)電流波形Fig.6 Transient waveforms of three-phase gridconnecting current during fault removal

從直流側短路故障發(fā)生至閉鎖耗時不到10 ms，進一步驗證了SDSM拓撲方案的直流側故障阻隔能力和本文的子模塊配置公式推導的正確性。

為了檢測本文拓撲方案閉鎖之后自啟動從而實現(xiàn)直流側暫態(tài)故障穿越的能力，本文在0.63 s向換流站發(fā)出解閉鎖指令。如圖7所示，當換流站重新啟動后，各子模塊電容電壓在電容電壓均衡控制策略作用下，迅速恢復均衡。圖8所示三相并網(wǎng)交流電流波形迅速恢復正常，由于閉鎖導致的SDSM與HBSM中電容電壓之間的不平衡，經(jīng)過幾個周期的閥控均衡調制策略之后，在0.75 s迅速達到均衡。換流站平穩(wěn)過渡到正常工作模式，進一步驗證本文拓撲方案的暫態(tài)直流短路故障穿越性能。

圖7 故障穿越過程某橋臂子模塊電容電壓波形Fig.7 Voltage waveforms of sub-module capacitors during fault crossing，for one bridge

圖8 故障穿越過程三相并網(wǎng)電流波形Fig.8 Waveforms of three-phase grid-connecting current during fault crossing

圖9—11為本文子模塊故障穿越期間各二極管承受電壓。從圖中可以看出，0.6 s之前和0.63 s之后，換流站正常運行，由于正常調制的作用，VD1與VD2由于IGBT的交替導通，承受的電壓在0和3 kV之間波動，此時VD3與VD4由于并聯(lián)的IGBT在穩(wěn)態(tài)運行時持續(xù)導通，承受電壓一直為0，VD5和VD6承受電壓則為（UC1+UC2） ／2，即1.5 kV。 在換流站閉鎖初期，由于殘余能量被子模塊電容吸收，VD1—VD4承受的最高電壓略有升高，但是維持在基本值附近，各器件電壓應力與理論分析一致。VD3—VD6及VD3、VD4并聯(lián)的IGBT均可采用耐壓減半的IGBT。

圖9 故障穿越期間VD1與VD2承受電壓波形Fig.9 Waveforms of uD1and uD2during fault crossing

圖10 故障穿越期間VD3與VD4承受電壓波形Fig.10 Waveforms of uD3and uD4during fault crossing

圖11 故障穿越期間VD5與VD6承受電壓波形Fig.11 Waveforms of uD5and uD6during fault crossing

5 結論

本文提出了一種新的故障隔離型子模塊拓撲結構和基于這種類型子模塊結構的混聯(lián)橋臂拓撲，使換流站具備直流側故障自清除能力，突破國外箝位雙子模塊型MMC專利壁壘。通過理論分析與仿真驗證表明，本文所提出的拓撲結構能夠有效快速地清除直流側故障，降低了架空線柔性直流輸電換流站的器件成本，為架空線柔性直流輸電換流站子模塊拓撲提供了一種新的選擇。

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