袁義生，田紀(jì)云

（華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，江西 南昌 330013）

0 引言

在交通、通信和新能源發(fā)電等領(lǐng)域，由傳統(tǒng)的化學(xué)電池、光伏陣列及燃料電池等供電的高頻鏈逆變器具有重要的應(yīng)用價(jià)值。此類(lèi)逆變器主電路按照功率變換級(jí)數(shù)分為兩級(jí)式、準(zhǔn)單級(jí)式和單級(jí)式3類(lèi)結(jié)構(gòu)。

第一類(lèi)是最常見(jiàn)的兩級(jí)式結(jié)構(gòu)［1］。其前級(jí)DC／DC變換器將輸入直流電壓轉(zhuǎn)換成一個(gè)中間直流母線(xiàn)電壓，后級(jí)DC／AC逆變電路將該中間直流母線(xiàn)電壓逆變成交流電壓輸出。此類(lèi)逆變器前、后級(jí)電路分別設(shè)計(jì)及控制，能夠適應(yīng)寬輸入寬輸出應(yīng)用需求。缺點(diǎn)則是需要一個(gè)大的中間母線(xiàn)儲(chǔ)能電容；采用的半導(dǎo)體器件數(shù)量多，效率低。

第二類(lèi)是準(zhǔn)單級(jí)式結(jié)構(gòu)［2-7］，主要特點(diǎn)是中間環(huán)節(jié)以小的高頻電容代替了大的中間母線(xiàn)儲(chǔ)能電容。該高頻電容上的電壓不再是直流，而是由前級(jí)電路轉(zhuǎn)換得到的高頻脈沖電壓［2-6］或者正弦全波電壓［7］，后級(jí)電路則只是工作于低頻狀態(tài)的周波變換器。因?yàn)榍啊⒑蠹?jí)電路控制上存在耦合關(guān)系，故為一類(lèi)特殊結(jié)構(gòu)電路。此類(lèi)結(jié)構(gòu)的前級(jí)電路研究較多的是有源箝位正激［2-4］和推挽正激［5-6］型，比較適合于中小功率場(chǎng)所；后級(jí)電路依據(jù)需要有單相和三相周波變換器。高頻電容上的電壓是高頻脈沖電壓或者正弦全波電壓的本質(zhì)其實(shí)是一樣的，只不過(guò)前者拓?fù)渲械腖C濾波器位于周波變換器輸出側(cè)，而后者拓?fù)渲蠰C濾波器位于前級(jí)電路整流輸出側(cè)。準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)中需要的功率半導(dǎo)體器件數(shù)量與兩級(jí)式結(jié)構(gòu)一樣多，但開(kāi)關(guān)損耗更小，體積也得到降低，缺點(diǎn)是系統(tǒng)的源響應(yīng)能力變差。

第三類(lèi)是單級(jí)式結(jié)構(gòu)［8-18］。其在準(zhǔn)單級(jí)式結(jié)構(gòu)上簡(jiǎn)化，直接用周波變換器取代后者次級(jí)側(cè)的整流電路和高頻電容，一次性將直流電壓變換為交流電壓，具有器件少、效率高的優(yōu)點(diǎn)。單級(jí)式結(jié)構(gòu)分2種。第一種是雙變壓器差動(dòng)輸出型，采用2組高頻隔離電路分別輸出2組反相的低頻脈動(dòng)電壓，差動(dòng)得到正弦輸出電壓。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是變壓器容易設(shè)計(jì)，缺點(diǎn)則是控制更加復(fù)雜化。第二種是單變壓器標(biāo)準(zhǔn)型。初級(jí)側(cè)可以采用的電路形式多樣，研究較多的有全橋式［10-13］、全橋 Boost式［14-15］、推挽式［16］拓?fù)?。全橋式可以采用移相控制，?shí)現(xiàn)初、次級(jí)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)換流。全橋Boost式的優(yōu)點(diǎn)是輸入側(cè)紋波電流小，但缺點(diǎn)是需要增加軟啟動(dòng)電路，啟動(dòng)控制也比較復(fù)雜。推挽式適合低壓大電流輸入場(chǎng)合，但沒(méi)有合適的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。次級(jí)側(cè)電路常見(jiàn)的有全橋全波式和全橋橋式。前者只需要4個(gè)開(kāi)關(guān)管，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但器件電壓應(yīng)力大；后者需要8個(gè)開(kāi)關(guān)管，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，但器件開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力減半。文獻(xiàn)［11］提出的組合全部整流式次級(jí)電路采用6個(gè)開(kāi)關(guān)管，將次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)管分工頻正負(fù)半周分別工作，降低了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力。文獻(xiàn)［17］提出的次級(jí)倍流同步式周波變換器拓?fù)洌軌驅(qū)崿F(xiàn)雙向開(kāi)關(guān)自然換流以及零電壓開(kāi)關(guān)換流，但需增加1個(gè)濾波電感。文獻(xiàn)［18］則研究了三相全橋周波變換器的控制問(wèn)題。

綜上，研究初次級(jí)側(cè)全軟開(kāi)關(guān)的單變壓器單級(jí)式高頻鏈逆變器是一個(gè)重要方向。但目前主要是初級(jí)側(cè)采用移相全橋控制的單極性或雙極性電路能實(shí)現(xiàn)此功能，適合低壓大電流輸入的軟開(kāi)關(guān)推挽結(jié)構(gòu)并未在單級(jí)式高頻鏈逆變器中得到研究應(yīng)用。為此，本文提出了初級(jí)側(cè)采用三管推挽結(jié)構(gòu)［19］的軟開(kāi)關(guān)推挽式高頻鏈逆變器拓?fù)?，并制作了一臺(tái)660 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了拓?fù)涞目尚行?。該拓?fù)渚哂薪Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單和變換效率高的優(yōu)點(diǎn)。

1 工作原理分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為軟開(kāi)關(guān)三管推挽式高頻鏈逆變器主電路。其初級(jí)側(cè)與傳統(tǒng)推挽結(jié)構(gòu)的區(qū)別在于，在電源正極和中心抽頭之間串接了開(kāi)關(guān)管VT3，用以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)管VT4—VT7組成全波式周波變換器；L1、L2為變壓器初級(jí)漏感；u1、u2、u3為初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)管漏源極電壓；um1、um2和 um3、um4分別為變壓器初、次級(jí)繞組電壓；u45為開(kāi)關(guān)管VT5、VT4漏極之間電壓差；u67為開(kāi)關(guān)管 VT7、VT6漏極之間電壓差；iLf、io分別為濾波電感電流和輸出電流；uo為輸出電壓。

圖1 軟開(kāi)關(guān)推挽式高頻鏈逆變器主電路Fig.1 Main circuit of soft-switching push-pull high-frequency link inverter

1.2 正弦脈寬脈位調(diào)制方式

高頻變壓器將輸入電壓Ui調(diào)制為雙極性三態(tài)電壓波 um3（um4），故為正弦脈寬脈位調(diào)制（SPWPM）波，周波變換器將此電壓波解調(diào)為常規(guī)的單極性正弦脈寬調(diào)制（SPWM）波，經(jīng)LC濾波后得到正弦輸出電壓uo。開(kāi)關(guān)管VT3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs3由正弦調(diào)制半波uref和高頻三角載波uc比較得到，如圖2所示。

開(kāi)關(guān)管 VT1和 VT2的開(kāi)關(guān)頻率是 VT3的 1／2，兩者交替導(dǎo)通，占空比均大于0.5，相位差180°。除去死區(qū)時(shí)間，VT3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs3邏輯上是VT1與VT2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs1、ugs2的與非關(guān)系。次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)管VT4—VT7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs4—ugs7邏輯如表1所示。

圖3為uo＞0時(shí)部分時(shí)段內(nèi)各開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)邏輯時(shí)序及電路的關(guān)鍵工作波形圖。uo＜0時(shí)情況類(lèi)似。

1.3 工作模態(tài)分析

分析電路工作模態(tài)之前，先作如下假設(shè)：除特殊說(shuō)明外各開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通壓降為零；變壓器TX匝數(shù)N1=N2=N3／N=N4／N，其中 N 為變比；Lm1=Lm2=Lm=Lm3／N2=Lm4／N2；漏感 L1=L2=L 遠(yuǎn)小于 Lm；C1=C2=C3=C；在死區(qū)時(shí)間內(nèi)iLf不變。

圖2 VT3的驅(qū)動(dòng)波形示意圖Fig.2 Schematic diagram of driving waveform for VT3

表1 次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖邏輯Table 1 Driving pulse logic of secondary-side transistors

圖3 uo＞0部分時(shí)段內(nèi)各開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)邏輯時(shí)序及電路的關(guān)鍵工作波形圖Fig.3 Partial driving logic sequence of different transistors and key working waveforms when uo＞0

如圖3所示，在VT1一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，所提出的拓?fù)浯嬖?2個(gè)工作模態(tài)，各工作模態(tài)分析如下。

a.死區(qū)模態(tài) 1［t1，t2）。

這是次級(jí)周波變換器換流階段。在t1時(shí)刻之前，VT2和 VT3導(dǎo)通，忽略漏感電壓，則 um2=-Ui，um4=-NUi，VT6、VT7導(dǎo)通，所以 uAO=NUi，iLf經(jīng)該橋臂流通，ib線(xiàn)性上升。上橋臂承受反壓，即u45=2NUi。在t1時(shí)刻VT3關(guān)斷，當(dāng)C3足夠大時(shí)VT3實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。此時(shí)，iLf折射到初級(jí)，與C1和C3諧振，使C3電壓u3從0開(kāi)始上升，C1電壓u1從2Ui開(kāi)始下降，使um2絕對(duì)值下降。同時(shí)，i2下降，C1放電電流i1反向上升，設(shè)t1時(shí)刻i2=i3=Imm。

可列出初級(jí)回路電壓和節(jié)點(diǎn)電流方程：

解式（1）得 i1=i2，為初始值的一半。ib隨 i2下降而下降，由于短時(shí)內(nèi)iLf保持不變，所以次級(jí)上橋臂放電續(xù)流，此即換流階段，可實(shí)現(xiàn)周波變換器的平滑換流和濾波電感電流的連續(xù)。此階段結(jié)束時(shí)，VT3充電電壓上升到Ui，變壓器電壓下降到0，C5放電完畢，為VT4、VT5的零電壓開(kāi)通創(chuàng)造條件。解得此階段持續(xù)的時(shí)間為：

t2時(shí)刻，C1放電結(jié)束，VD1自然導(dǎo)通，為實(shí)現(xiàn) VT1的零電壓開(kāi)通創(chuàng)造了條件。

b.環(huán)流模態(tài) 2［t2，t3）。

這是初級(jí)環(huán)流階段。在t2時(shí)刻，開(kāi)通VT1，此時(shí)u1已經(jīng)下降到0，故VT1實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。此時(shí)初級(jí)進(jìn)入環(huán)流階段。受次級(jí)濾波電感電流下降影響，初級(jí)環(huán)流亦隨之下降。

t2時(shí)刻驅(qū)動(dòng) VT4、VT5導(dǎo)通，VT4、VT5實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。此階段 VT4、VT5（VD5）和 VT6、VT7（VD7）均導(dǎo)通以維持濾波電感電流實(shí)現(xiàn)了平滑換流，其電流值按式（3）下降：

本階段為變壓器的無(wú)效能量環(huán)流狀態(tài)，每相鄰2個(gè)環(huán)流階段經(jīng)歷時(shí)間不同，導(dǎo)致初級(jí)環(huán)流電流以及濾波電感電流下降程度均各不相同。與文獻(xiàn)［12］的移相全橋環(huán)流類(lèi)似，但環(huán)流是其一半，損耗相對(duì)較小。

c.死區(qū)模態(tài) 3［t3，t4）。

這是初級(jí)環(huán)流、次級(jí)換流結(jié)束階段。t3時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)VT2關(guān)斷，關(guān)斷電流為較小的環(huán)流結(jié)束電流，VT2因C2的存在實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。 L1、L2和 C2、C3一起諧振，使得初級(jí)環(huán)流電流i1與i2均諧振減小，C2充電，C3放電。當(dāng)漏感能量足夠時(shí)，在本階段結(jié)束時(shí)C2充電到 Ui，C3放電到 0，i2下降到 0，i1下降到等于 i3，VD3自然導(dǎo)通，為VT3的零電壓開(kāi)通提供條件。t3時(shí)刻，同時(shí)將VT6、VT7關(guān)斷，由于變壓器電壓仍然為0，本階段結(jié)束時(shí)刻變壓器次級(jí)漏感上的能量轉(zhuǎn)移到C6上，其電壓被箝位在開(kāi)關(guān)管通態(tài)壓降值UT，所以VT6、VT7近似實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，即不會(huì)發(fā)生周波變換器開(kāi)關(guān)管電壓過(guò)沖現(xiàn)象。本階段結(jié)束時(shí)刻，ib諧振下降到0，ia續(xù)流上升到等于iLf以維持濾波電感電流。

若漏感能量足夠，可簡(jiǎn)化估計(jì)本階段持續(xù)時(shí)間為1／4的LC諧振周期：

若漏感能量不夠，在本階段結(jié)束時(shí)刻，VT3無(wú)法實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通；若本階段持續(xù)時(shí)間大于1／4的諧振周期，則C3會(huì)再次諧振充電，這2種情況需要避免。

d.占空比丟失模態(tài) 4［t4，t5）。

這是VT3開(kāi)通初始階段。t4時(shí)刻，開(kāi)通VT3，VT3實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。此初始階段變壓器電壓還未建立，仍為 0，Ui作用在 L1上，根據(jù) Ui／L1=di1／dt，可知 i1及i3變化斜率較大，兩者均迅速由負(fù)變正，次級(jí)ia上升斜率亦較大。此階段各電流為：

此階段VT2承受的電壓應(yīng)力為Ui。次級(jí)下橋臂仍然被箝位在一個(gè)開(kāi)關(guān)管與二極管通態(tài)壓降之和（UT+UD），即 C6上電壓仍為 UT。 當(dāng) i1、i3上升到正的最大時(shí)本階段結(jié)束。

e.占空比丟失模態(tài) 5［t5，t6）。

這是初級(jí)勵(lì)磁電感充電階段。t5時(shí)刻，變壓器電壓開(kāi)始建立，Lm充電，因 Lm遠(yuǎn)大于 L1，所以 i1、i3及 ia變化斜率較前一初始階段小很多。Lm和C2諧振，本階段持續(xù)時(shí)間為：

本階段結(jié)束時(shí)，u2從Ui上升到2Ui。um1從0上升到 Ui，um3、um4及 uAO從 0 上升到 NUi。 u67從 0 上升到2NUi。

f.有效能量傳輸模態(tài) 6［t6，t7）。

這是有效能量傳輸階段。Lm承受電源電壓，勵(lì)磁電流及i1斜坡上升。次級(jí)上橋臂處于通態(tài)，uAO=NUi，u67=2NUi，iLf經(jīng)該橋臂流通，ia線(xiàn)性上升，有：

t7時(shí)刻，關(guān)斷VT3，電路進(jìn)入此周期的后6個(gè)工作模態(tài)，與前6個(gè)模態(tài)類(lèi)似，不再贅述。t13時(shí)刻，開(kāi)始下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)問(wèn)題

依據(jù)上述分析，本電路直流電壓增益的占空比取決于VT3的占空比。在6個(gè)工作模態(tài)中，有2個(gè)死區(qū)模態(tài)、2個(gè)占空比丟失模態(tài)、1個(gè)環(huán)流模態(tài)和1個(gè)有效能量傳輸模態(tài)，其中前面4個(gè)模態(tài)持續(xù)時(shí)間短。環(huán)流模態(tài)會(huì)帶來(lái)額外的通態(tài)損耗，但為開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)創(chuàng)造了條件，此模態(tài)的原理及特性與傳統(tǒng)的移相全橋電路中的環(huán)流模態(tài)是一樣的。有效能量傳輸模態(tài)時(shí)間占VT3開(kāi)通時(shí)間的大部分，但設(shè)計(jì)時(shí)要考慮2個(gè)占空比丟失模態(tài)帶來(lái)的損失。

2.1 次級(jí)占空比丟失

根據(jù)前面的模態(tài)分析，VT3導(dǎo)通期間可分為3個(gè)模態(tài)：模態(tài)4、5和6。前2個(gè)模態(tài)均不向次級(jí)傳遞能量，只有模態(tài)6向次級(jí)傳遞能量，此即次級(jí)占空比丟失。其根本原因是初級(jí)回路電流要反向且要為勵(lì)磁電感充電。占空比丟失大小Dloss及其期間初級(jí)電流變化幅度Δi可以表示為：

其中，Po為逆變器輸出功率；η為效率；Deffect為有效占空比。

由式（8）可知，占空比丟失與初級(jí)漏感、初級(jí)電流、輸入電壓及VT1開(kāi)關(guān)周期、VT2開(kāi)關(guān)周期有關(guān)。

2.2 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)

VT1和 VT2承受的電壓為 2Ui，VT3的為 Ui。

由模態(tài)1分析可知，VT1、VT2實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通的條件是當(dāng)輸出濾波電感和漏感能量之和足夠時(shí)，將VT3并聯(lián)電容電壓從0充電至 Ui并將VT1、VT2并聯(lián)電容電壓從2Ui放電至0。所以根據(jù)能量守恒有：

將式（9）計(jì)算得到的最小電流 Imm（min）代入式（1）可以得出VT1、VT2實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)需要滿(mǎn)足的死區(qū)時(shí)間條件，但結(jié)果太復(fù)雜，此階段相對(duì)于開(kāi)關(guān)周期而言很短，因此將i2線(xiàn)性化處理可近似得到該死區(qū)時(shí)間為：

由式（9）可知，由于 Lf?L，則 VT1、VT2實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通的條件主要取決于濾波電感上的能量，一般設(shè)計(jì)的Lf較大，因此式（9）在除輸出電流過(guò)零點(diǎn)附近區(qū)間外均較易滿(mǎn)足，因此，VT1、VT2可實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)的零電壓開(kāi)通。

根據(jù)模態(tài)3分析可知，若VT1、VT2外并電容較大，則可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，由于式（9）較易滿(mǎn)足，所以外并電容C可取VT1、VT2自身寄生電容的3倍以上。又因VT1、VT2關(guān)斷電流是初級(jí)峰值電流的一半，所以關(guān)斷損耗較傳統(tǒng)推挽電路小。

VT3的零電壓開(kāi)通實(shí)現(xiàn)主要取決于模態(tài)3回路中漏感能量的大小。在模態(tài)3時(shí)需滿(mǎn)足：

VT3并聯(lián)電容電壓從Ui放電至0的時(shí)間可由諧振原理推出：

由式（11）可知當(dāng)漏感較小、Imm較?。磇o較?。┑膮^(qū)間或負(fù)載較輕時(shí)，VT3不易實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。因此適當(dāng)加大變壓器漏感（如不采用三明治繞法）或外加輔助LC網(wǎng)絡(luò)可使VT3更易實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。另外，適當(dāng)加大VT3外并電容可以降低關(guān)斷損耗。

2.3 變壓器設(shè)計(jì)

與普通推挽直流變換器一個(gè)周期內(nèi)置位伏秒數(shù)等于復(fù)位伏秒數(shù)不同，本電路拓?fù)洳捎肧PWPM控制方式，在VT3導(dǎo)通期間電源電壓作用于磁芯，使磁通沿磁滯回線(xiàn)上下移動(dòng)，此即高頻變壓器的特性。但VT3是100 Hz的單極性SPWM波，正弦調(diào)制半波uref的前1／2周期內(nèi)，偶數(shù)次脈沖伏秒數(shù)之和大于奇數(shù)次脈沖伏秒數(shù)之和，磁芯沿著磁滯回線(xiàn)向某一方向偏移；在后1／2周期內(nèi)則相反，磁芯沿著磁滯回線(xiàn)向另一方向偏移，則磁芯磁通宏觀變化頻率亦為100 Hz，這是低頻變壓器的特性。所以該變壓器是介于高頻變壓器和低頻變壓器之間的特殊變壓器。

由SPWM波的對(duì)稱(chēng)性可知，uref前1／2周期與后1／2周期內(nèi)奇偶次脈沖伏秒數(shù)之差相等，所以一般情況下，磁芯不會(huì)偏離平衡點(diǎn)而趨向飽和。

設(shè)產(chǎn)生VT3驅(qū)動(dòng)波形的uref和uc的幅值均為1，且后者頻率是前者的n1倍，則在前1／2周期有：

其中，sodd為奇數(shù)次脈沖沖量之和；seven為偶數(shù)次脈沖沖量之和。則前1／2周期內(nèi)兩者的差值為：

推廣到調(diào)制度為任意值，上式仍成立。因VT1的開(kāi)關(guān)周期為T(mén)s，則可設(shè)VT3的開(kāi)關(guān)頻率為2fs，則有：

其中，todd、teven分別為前1／2周期內(nèi)的奇、偶數(shù)次脈沖時(shí)間和，兩者之差為0.25 Ts。例如fs為10 kHz時(shí)，則在逆變器輸出電壓的前1／4周期內(nèi)VT3奇、偶次脈沖導(dǎo)通時(shí)間之差為25 μs。

則根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律可以確定初級(jí)匝數(shù)：

其中，Dmax為VT3的最大有效占空比；N1為一個(gè)初級(jí)繞組的匝數(shù)；ΔB為磁擺幅；Ae為磁芯中心柱截面積。

由式（16）可見(jiàn)，此變壓器匝數(shù)會(huì)比傳統(tǒng)兩級(jí)式逆變器中的高頻變壓器的匝數(shù)增加25%以上，變壓器繞組尺寸有所增加。

在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)磁芯需要加氣隙以防止變壓器因上述磁滯回線(xiàn)特殊的高低頻運(yùn)行方式而出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，導(dǎo)致變壓器飽和，因而磁芯尺寸也有所增加。

3 拓?fù)浔容^分析

所提出的拓?fù)浔容^的典型對(duì)象是傳統(tǒng)推挽式高頻鏈逆變器和單極性移相控制全橋全波高頻鏈逆變器［12］，3種電路器件及工作特點(diǎn)如表2所示。

表2 3種電路比較Table 2 Comparison among three circuitry types

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在實(shí)驗(yàn)室制作了一額定功率為660 W的原理樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)如下：輸入電壓Ui=40～60 V，輸出電壓有效值uo=110 V，額定功率Po=660 W，VT3的開(kāi)關(guān)頻率 2fs=30 kHz，變壓器變比 N=1∶1∶5∶5，濾波電感 Lf=0.6 mH，濾波電容 Cf=10 μF，漏感 L=2.1 μH，VT1—VT3型號(hào)為 IRFP260，VT4—VT7型號(hào)為 IRFP350。變壓器材料為T(mén)DK的PC40，磁芯為ETD49，電路采用型號(hào)為T(mén)MS320F28335的DSP芯片實(shí)現(xiàn)對(duì)所有開(kāi)關(guān)管的控制，驅(qū)動(dòng)電路采用A3120光耦隔離驅(qū)動(dòng)。

圖4為輸入電壓40 V時(shí)額定負(fù)載下的初級(jí)三管驅(qū)動(dòng)信號(hào)及次級(jí)電壓在某一區(qū)間的展開(kāi)波形。可見(jiàn)VT3驅(qū)動(dòng)有效時(shí)，變壓器繞組為高電平，次級(jí)繞組電壓為雙極性三態(tài)的高頻脈沖交流電壓波。

圖4 驅(qū)動(dòng)脈沖 ugs1、ugs2、ugs3及變壓器次級(jí)電壓um3的波形Fig.4 Waveforms of driving pulse ugs1，ugs2，ugs3and secondary-side voltage um3

圖5為VT3額定負(fù)載下的漏源電壓和漏極電流在輸出電流io=0.95 A附近區(qū)間的展開(kāi)波形。由式（11）的VT3軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件可求得Imm=4.75 A。可見(jiàn)，大于此電流的寬范圍區(qū)間VT3均可實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。在負(fù)載較輕時(shí)，此區(qū)間距峰值處較近，故大于此電流的小范圍區(qū)間VT3才實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。

圖5 額定負(fù)載下io=0.95 A附近區(qū)間VT3漏源電壓、漏極電流 ugs1、ugs3、u3、i3 的展開(kāi)波形Fig.5 Expanded waveforms of ugs1，ugs3，u3and i3of VT3when iois around 0.95 A with rated load

圖6為額定阻性負(fù)載條件下VT1、VT2漏源電壓及漏極電流在輸出電流io=4.5 A附近區(qū)間的展開(kāi)波形。可見(jiàn)除過(guò)零點(diǎn)附近小范圍區(qū)間外VT1、VT2均已實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。另外，當(dāng)VT3關(guān)斷后，VT1、VT2漏極電流迅速下降到峰值處的一半。環(huán)流階段電流稍有下降。由圖可見(jiàn)VT1、VT2也實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖6 額定負(fù)載下io=4.5 A附近區(qū)間VT1、VT2漏源電壓、漏極電流 ugs1、ugs3、u1、i1 的展開(kāi)波形Fig.6 Expanded waveforms of ugs1，ugs3，u1and i1of VT1and VT2when iois around 4.5 A with rated load

圖7為額定阻性負(fù)載下輸出電流峰值區(qū)間次級(jí)下橋臂開(kāi)關(guān)管的電壓、電流展開(kāi)波形?？梢?jiàn)開(kāi)關(guān)管在任意區(qū)間，VT6、VT7均實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。在過(guò)零點(diǎn)附近區(qū)間電流近乎于0，可實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)關(guān)。

圖7 額定負(fù)載下輸出電流峰值區(qū)間周波變換器開(kāi)關(guān)管 ugs4、ugs3、u67、ib 的展開(kāi)波形Fig.7 Expanded waveforms of ugs4，ugs3，u67and ibof cycloconverter transistors in output current peak zone with rated load

圖8為額定負(fù)載下輸出電流峰值區(qū)間的變壓器次級(jí)繞組占空比丟失現(xiàn)象。由圖可知，ugs3上升了一段時(shí)間后，um3才上升。并可見(jiàn)輸出電流峰值處占空比丟失最嚴(yán)重。

圖8 額定負(fù)載下輸出電流峰值區(qū)間的次級(jí)占空比丟失Fig.8 Secondary-side duty-cycle loss in output current peak zone with rated load

圖9為額定阻性負(fù)載下VT3驅(qū)動(dòng)脈沖、濾波器前端電壓、輸出電壓及電流波形?？梢?jiàn)濾波器前端電壓為單極性SPWM波；輸出電壓、電流波形光滑，正弦度高。

圖9 額定負(fù)載下 ugs3、uAO、uo及 io波形Fig.9 Waveforms of ugs3，uAO，uoand iowith rated load

圖10為效率曲線(xiàn)。該曲線(xiàn)是變換器在額定輸入電壓下不同負(fù)載時(shí)測(cè)得的?？梢?jiàn)，效率隨著負(fù)載的提高而逐漸提高，額定阻性負(fù)載時(shí)測(cè)得效率為91.3%，稍小于700 W時(shí)的91.5%。

圖10 效率曲線(xiàn)Fig.10 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出了一種新穎的單級(jí)式推挽高頻鏈逆變器拓?fù)洌哂幸韵绿攸c(diǎn)。

a.拓?fù)鋵儆趩渭?jí)式高頻鏈逆變器類(lèi)型中的Buck周波變換器型，初級(jí)采用電源端串接一個(gè)開(kāi)關(guān)管的三管推挽結(jié)構(gòu)，次級(jí)采用全波式周波變換器結(jié)構(gòu)，功率開(kāi)關(guān)器件較少，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。

b.初次級(jí)開(kāi)關(guān)管均可在寬輸出電流區(qū)間范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。VT1、VT2除輸出電流過(guò)零點(diǎn)附近區(qū)間外、VT3除輸出電流較小區(qū)間外，均可實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。周波變換器開(kāi)關(guān)管可在輸出電流波形的任意區(qū)間實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)，并且在輸出電流過(guò)零點(diǎn)附近區(qū)間實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。周波變換器實(shí)現(xiàn)平滑換流，無(wú)電壓過(guò)沖，變換效率較高。

c.拓?fù)洳捎昧薙PWPM方式，次級(jí)繞組電壓為雙極性三態(tài)的高頻脈沖交流電壓波，輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波，獲得了次級(jí)占空比丟失和軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，以及兼?zhèn)涓叩皖l特性的特殊變壓器設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。

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