王雙嶺，陳會(huì)鴿

(1.中原工學(xué)院信息商務(wù)學(xué)院,鄭州451191;2.黃河科技學(xué)院,鄭州450001)

0 引 言

相對(duì)于感應(yīng)電機(jī),永磁同步電機(jī)(以下簡稱PMSM)具有較高的功率密度和可靠性,同時(shí)免除了勵(lì)磁調(diào)節(jié),被廣泛應(yīng)用在電力傳動(dòng)領(lǐng)域[1-3]。PMSM的驅(qū)動(dòng)控制多采用矢量控制方案,但是標(biāo)量控制也具有簡單可靠、不依賴電機(jī)參數(shù)的優(yōu)點(diǎn),通常和矢量控制結(jié)合使用,尤其是在電機(jī)起動(dòng)過程中[4-6]。

在PMSM驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中,可能會(huì)出現(xiàn)短時(shí)功率中斷現(xiàn)象,例如故障切出重合閘時(shí),失電時(shí)間可以從幾個(gè)毫秒至幾秒不等,這對(duì)于常規(guī)的永磁驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)來說,需要重新等到轉(zhuǎn)速降低至零才能恢復(fù)運(yùn)行,這對(duì)于大慣性PMSM往往意味將停機(jī)幾分鐘,這是不利于實(shí)際系統(tǒng)運(yùn)行的。因此有越來越多的文獻(xiàn)關(guān)注了電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的飛車起動(dòng)[7-17]。對(duì)于感應(yīng)電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),文獻(xiàn)[7-13]使用了基于滑差信息的頻率搜索法,這不適用于PMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),而文獻(xiàn)[14]中的方法雖然可推廣到PMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),但需要增加一個(gè)額外的電壓傳感器測(cè)量回路,增加了成本,同時(shí)可靠性降低。針對(duì)PMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的飛車起動(dòng)問題,文獻(xiàn)[15]通過使用單一零序電壓脈沖來估計(jì)電機(jī)轉(zhuǎn)速。文獻(xiàn)[16]在文獻(xiàn)[15]的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)零序電壓脈沖來補(bǔ)償電流采樣延遲以獲取更為精確的轉(zhuǎn)子位置。而文獻(xiàn)[17]提出使用一種中間零序電壓脈沖插入的方法來精確對(duì)前后兩個(gè)脈沖之間的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)圈數(shù)計(jì)數(shù),從而獲取轉(zhuǎn)速信息,但是在較低速時(shí)可能導(dǎo)致較大誤差。由于文獻(xiàn)[15-17]中的所涉及到的方法都需要預(yù)先知道電機(jī)參數(shù),包括定子電阻或定子電感等,這些參數(shù)的擾動(dòng)都有可能導(dǎo)致轉(zhuǎn)速估計(jì)的誤差。同時(shí),這些方法都是針對(duì)PMSM矢量驅(qū)動(dòng)控制,對(duì)于PMSM標(biāo)量控制系統(tǒng)而言,這些電機(jī)參數(shù)通常都是未知的,所以也不適用于前述方法。文獻(xiàn)[18-23]使用了基于高頻注入的重起方案,該方案可以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速的寬范圍估計(jì),但是需要一個(gè)狀態(tài)濾波器或觀測(cè)器和對(duì)應(yīng)的解調(diào)進(jìn)程,因而復(fù)雜度高,計(jì)算量大,不利于工程實(shí)現(xiàn)。

綜上,PMSM重起算法設(shè)計(jì)的難點(diǎn)在于PMSM由永磁體提供勵(lì)磁,沒有阻尼繞組將導(dǎo)致電機(jī)易于失去同步性,對(duì)轉(zhuǎn)速估計(jì)的較小誤差將導(dǎo)致重起過程中較大的浪涌電流。因此本文在前述文獻(xiàn)研究基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了一種標(biāo)量控制大慣性永磁同步電機(jī)的通用重起控制策略,該方法能最大限度地減小轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差,同時(shí)不需要預(yù)先知道定子電感值,魯棒性強(qiáng),屬于一種新型的PMSM重起算法。本文最后通過PMSM驅(qū)動(dòng)試驗(yàn)平臺(tái)對(duì)新型重起控制策略進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證。

1 傳統(tǒng)的PMSM重起方案

在設(shè)計(jì)新型重起控制算法之前,首先對(duì)傳統(tǒng)的電機(jī)飛車起動(dòng)方案進(jìn)行描述。

1.1 轉(zhuǎn)速估計(jì)方法

根據(jù)文獻(xiàn)[17],PMSM的轉(zhuǎn)子速度可以通過2個(gè)零序電壓脈沖構(gòu)成的序列進(jìn)行估計(jì),具體原理如圖1所示。由零序電壓脈沖產(chǎn)生的電流轉(zhuǎn)換到α-β坐標(biāo)下為 iα和 iβ,其夾角 θI:

圖1 零序電壓脈沖序列速度估計(jì)原理

考慮到2個(gè)脈沖之間的時(shí)間間隔較小,因而在機(jī)械慣性的作用下,轉(zhuǎn)子速度假定保持不變。因此,電機(jī)轉(zhuǎn)速可以通過使用這組2個(gè)零序電壓脈沖序列產(chǎn)生的電流進(jìn)行運(yùn)算得到,具體如下:

式中:tpulse為電壓脈沖作用在定子繞組上的時(shí)間;τ是2個(gè)脈沖之間的間隔時(shí)間;ωr是轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速。在選擇延遲時(shí)間τ的時(shí)候,應(yīng)當(dāng)考慮電機(jī)額定轉(zhuǎn)速,避免在τ時(shí)間內(nèi)轉(zhuǎn)子完成旋轉(zhuǎn)一周,造成轉(zhuǎn)速計(jì)算不正確,可以描述為如下形式:

式中:N為2個(gè)脈沖間隔時(shí)間內(nèi)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)圈數(shù);ωreal是實(shí)際轉(zhuǎn)速;ωest是估計(jì)轉(zhuǎn)速。從式(3)中可以看出,ωest等于ωreal,只有N等于零才成立。故可以得到如下約束保證N等于零:

如果考慮要得到轉(zhuǎn)子方向的信息,需要將上式中2π用π代替。

1.2 轉(zhuǎn)子位置估計(jì)方法

在d-q同步坐標(biāo)系下的PMSM的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型[18]:

式中:p為微分算子;vd和vq分別為d,q軸定子電壓;id和iq分別為d,q軸定子電流;Rs為定子電阻;Ld和Lq分別為d,q軸定子電感;λf為永磁磁鏈;ωr為轉(zhuǎn)子電角速度。當(dāng)運(yùn)用零序電壓時(shí),有vd=vq=0,同時(shí)tpulse一般設(shè)置為遠(yuǎn)小于時(shí)間常數(shù)τd=Ld/Rs和τq=Lq/Rs,此時(shí)可忽略定子電阻的影響,進(jìn)而式(5)可以簡化[17]:

通過使用拉普拉斯變換求解上式電流:

上式中,轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速可以從式(2)中得到,tpulse為零序電壓作用時(shí)間,Ld,Lq和λf為電機(jī)參數(shù),故根據(jù)式(7)計(jì)算得到d,q軸電流后,可以估計(jì)出定子電流矢量和d軸的角度差θ0:

根據(jù)式(8)中得到的θ0,并結(jié)合矢量圖可以得到轉(zhuǎn)子位置:

式(1)至式(8)所描述的傳統(tǒng)的PMSM測(cè)速重起方案存在以下缺點(diǎn):

(1)需要事先知道電機(jī)參數(shù)Ld,Lq和λf,同時(shí)對(duì)參數(shù)依賴,將導(dǎo)致魯棒性降低。

(2)該方法使用的零序電壓注入為占空比為100%的PWM脈沖,占空比不可控在某些情況下將導(dǎo)致過流,例如當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速較高或定子電感較小時(shí)。

(3)電流傳感器誤差將產(chǎn)生轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差,進(jìn)而也可能導(dǎo)致重起過程中觸發(fā)過流保護(hù)停機(jī)。

2 新型PMSM重起策略

在設(shè)計(jì)新的PMSM重起算法前,先做出如下假設(shè):

(1)在PMSM失電時(shí),控制器保持工作;

(2)控制器保存了在PMSM失電前和失電后的轉(zhuǎn)速指令;

(3)控制器能快速識(shí)別失電和恢復(fù)供電。

由于工程中控制器一般由UPS供電,所以假設(shè)(1)和假設(shè)(2)成立,同時(shí)失電和恢復(fù)供電可以通過檢測(cè)電路識(shí)別,因此假設(shè)(3)也成立。

2.1 轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)

根據(jù)前述傳統(tǒng)控制算法,首先根據(jù)式(1)和式(2)的原理,同時(shí)滿足式(4)的約束,將式(7)代入式(8)可以首先確定θ0,具體:

上式說明θ0是具有2個(gè)變量的函數(shù),2個(gè)變量分別是d,q軸定子電感的比值Lq/Ld和轉(zhuǎn)速與脈沖作用時(shí)間的乘積ωr·tpulse,圖2為θ0=f(Lq/Ld,ωr·tpulse)函數(shù)的數(shù)值求解圖。

圖2 函數(shù)θ0=f(Lq/Ld,ωr·tpulse)數(shù)值求解圖

根據(jù)圖2的結(jié)果和式(10),可以得到:對(duì)于一個(gè)較小的脈沖作用時(shí)間和一個(gè)較小的Lq/Ld比值,θ0的值接近90°。通常PMSM電機(jī)設(shè)計(jì)時(shí)將Lq/Ld比值設(shè)定小于5[24],因此將ωr·tpulse限制為0.035以下,θ0將大于 85°,若假定 θ0為 90°,則轉(zhuǎn)子位置角估計(jì)誤差將小于5°,將θ0=90°代入式(9)可得:

2.2 電流傳感器誤差分析

由于轉(zhuǎn)速估計(jì)是基于電流矢量角θI,電流檢測(cè)誤差將導(dǎo)致轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差,考慮到實(shí)際中電流傳感器一般是有誤差的,因此需要對(duì)其進(jìn)行分析。將電流檢測(cè)增益誤差和偏置誤差表示如下:

式中:iαm和 iβm為電流傳感器測(cè)量得到的 α-β 坐標(biāo)下電流;Δiα_error和 Δiβ_error分別為 iα和 iβ的增益誤差;Δiα_offset和 Δiβ_offset分別為 iα和 iβ的偏置誤差;Im為電流矢量幅值;kα和kβ為電流傳感器增益誤差系數(shù);kα_offset和 kβ_offset為電流傳感器偏置誤差系數(shù)。 考慮到控制器一般在驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)運(yùn)行前會(huì)校正直流偏置,所以將上式中的偏置誤差忽略,從而得到:

假設(shè)電流傳感器有1%的檢測(cè)增益誤差,則基于式(13)計(jì)算得到產(chǎn)生的位置角誤差小于0.6°,具體如圖3所示。

圖3 1%電流傳感器誤差導(dǎo)致的位置角誤差

在圖3中,橫軸坐標(biāo)描述了為電流矢量角θI的變化,而縱軸坐標(biāo)為實(shí)際轉(zhuǎn)子位置角和計(jì)算轉(zhuǎn)子位置角的差異Δθ,進(jìn)而最大的速度估計(jì)誤差:

式中:Δθmax是最大相角誤差;TSW為開關(guān)周期;Ndelay為2個(gè)脈沖之間的開關(guān)周期數(shù)目。從上式中可以看出最大的轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差可以通過選擇Ndelay來進(jìn)行調(diào)節(jié)。換個(gè)角度,即可以通過最大容許轉(zhuǎn)速測(cè)量誤差系數(shù)εω來限制Ndelay如下:

上式中的上邊界保證了在2個(gè)脈沖延時(shí)期間轉(zhuǎn)子不會(huì)完成旋轉(zhuǎn)一周。本文中選取εω=5%來設(shè)置Ndelay的下邊界。

2.3 轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差量化分析

如前所述,文獻(xiàn)[15-17]中所提出的方法需要知道電機(jī)的參數(shù),而電機(jī)參數(shù)是可能隨溫度和定子電流的變化而發(fā)生擾動(dòng)的。這里對(duì)Lq變化引起的誤差進(jìn)行量化分析,因?yàn)閷?duì)于PMSM而言,Lq變化往往比Ld變化對(duì)誤差影響更明顯。考慮Lq變化后,式(7)可以重寫:

式中:iq_actual為q軸電感增加ΔLq后的實(shí)際q軸電流,將式(16)代入式(8),可以得到:

通過將實(shí)際定子電流矢量和d軸的角度差θ0_actual和式(8)運(yùn)算得到的θ0相比可計(jì)算出q軸電感參數(shù)擾動(dòng)引起的轉(zhuǎn)子位置角誤差Δθ0_error如 下:

從數(shù)值分析來看,隨著ΔLq的增加,Δθ0_error是逐漸增大的,特別當(dāng) Lq變化一倍后 Δθ0_error可達(dá)到20°,具體如圖4所示。

圖4 q軸電感變化引起的轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差

此外如前所述,電流傳感器誤差將導(dǎo)致轉(zhuǎn)速誤差如式(14)所示,考慮轉(zhuǎn)速誤差后,參考式(16),可以得到如下表達(dá)式:

式中:Δωr是由電流傳感器誤差引起的轉(zhuǎn)速偏差。同時(shí)考慮ΔLq引起的誤差和傳感器誤差后可得到θ0的實(shí)際值:

經(jīng)過量化分析,當(dāng)ΔLq變化1倍且傳感器誤差達(dá)到 1%后,Δθ0_error也將達(dá)到 20°。

2.4 新型PMSM重起控制設(shè)計(jì)

在對(duì)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置誤差進(jìn)行量化分析后,設(shè)計(jì)了一種新型的PMSM重起控制策略,新方法使用了3個(gè)零序電壓脈沖,具體如圖5所示。

圖5 新方案的零序電壓脈沖序列

新型PMSM重起控制實(shí)施步驟如下:

(1)首先發(fā)出第1個(gè)占空比較小的零序電壓脈沖(如10%占空比),然后記錄脈沖電流峰值作為后續(xù)脈沖占空比寬度的依據(jù)。

(2)在間隔時(shí)間α后(α滿足式(4)),發(fā)出第2個(gè)占空比等于D1的脈沖,D1設(shè)置為使得零序電壓脈沖產(chǎn)生的電流峰值小于額定電流值以盡量減少此電流所引起的轉(zhuǎn)矩。然后利用式(1)計(jì)算電流矢量角θI1,同時(shí)結(jié)合第1個(gè)脈沖信息判斷轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)方向。

(3)在間隔時(shí)間τ后,發(fā)出第3個(gè)占空比也為D1的零序電壓脈沖。τ由式(15)限制,同時(shí)τ應(yīng)該選擇使轉(zhuǎn)速估計(jì)誤差盡量小,但實(shí)際中還必須考慮電機(jī)轉(zhuǎn)速在時(shí)間τ期間不會(huì)明顯變化才可以。利用式(2)和式(11)可估計(jì)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置。

(4)如果ωr·tpulse≥0.035,則調(diào)整占空比 D1,重復(fù)步驟(2)至步驟(3),以保證轉(zhuǎn)速誤差范圍的合理。

(5)若 ωr·tpulse＜0.035,則當(dāng)定子電流降至到零后進(jìn)行PMSM重起動(dòng)。其中基于反電動(dòng)勢(shì)計(jì)算電壓幅值指令,而電壓相角從步驟(3)中估計(jì)得到。對(duì)于V/f標(biāo)量控制器中的頻率也基于步驟(3)選擇。

在步驟(1)中,為了明確脈沖占空比與峰值電流的關(guān)系,可以列出表達(dá)式如下:

式中:Kslope為電流上升斜率;Eemf是由永磁磁鏈產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì);ΔIpulse是零序電壓脈沖作用后電流的增量。這里將Kslope假定為常數(shù),是因?yàn)槊}沖作用時(shí)間很短,進(jìn)而電流變化和脈沖占空比近似成線性關(guān)系,后續(xù)脈沖的占空比可按此規(guī)律調(diào)整以避免過流,同時(shí)也確保脈沖電流足夠大以最大限度地減少檢測(cè)誤差。在步驟(3)中,存在開關(guān)周期延遲和電流采樣延遲,因此引入補(bǔ)償后的轉(zhuǎn)子位置θcomp如下:

式中:θest為式(11)計(jì)算得到的轉(zhuǎn)子位置。式(22)中等號(hào)右邊第二項(xiàng)補(bǔ)償了開關(guān)周期延遲,而第三項(xiàng)補(bǔ)償了電流采樣延遲。

相對(duì)于傳統(tǒng)PMSM重起控制算法,新方案的優(yōu)勢(shì)體現(xiàn)在以下幾個(gè)方面:1)新算法僅使用電機(jī)的銘牌參數(shù),避免了復(fù)雜的電機(jī)參數(shù)測(cè)定過程;2)新算法不使用估計(jì)轉(zhuǎn)速計(jì)算轉(zhuǎn)子位置角θ0,故不會(huì)造成誤差放大;3)新算法對(duì)于定子電感參數(shù)變化和電流傳感器誤差的魯棒性較強(qiáng);4)新算法可以調(diào)節(jié)零序電壓脈沖的占空比,能有效地避免過流的發(fā)生。

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文中的PMSM飛車起動(dòng)算法,基于PMSM驅(qū)動(dòng)試驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了試驗(yàn)研究,試驗(yàn)平臺(tái)的主體是一臺(tái)12 kW的PMSM和用感應(yīng)電機(jī)模擬的負(fù)載,如圖6所示。PMSM的參數(shù)如表1所示。其他試驗(yàn)系統(tǒng)構(gòu)成還包括由額定1 200 V/100 A的IGBT為主體的變頻器、轉(zhuǎn)速傳感器和由DSP28335為核心的控制器,以及相關(guān)的電流和電壓傳感器。系統(tǒng)采樣頻率設(shè)置為5 kHz。

圖6 PMSM驅(qū)動(dòng)試驗(yàn)平臺(tái)

表1 PMSM主要參數(shù)

圖7為采用新型重起控制策略的PMSM飛車起動(dòng)試驗(yàn)波形。具體的試驗(yàn)過程如下:首先,控制電機(jī)運(yùn)行在所要測(cè)試飛車起動(dòng)的目標(biāo)轉(zhuǎn)速;然后,將變頻器的輸入直流電壓切斷造成PMSM失電,并持續(xù)2 s,在此期間電機(jī)慣性旋轉(zhuǎn)并在損耗作用下降速;最后2 s結(jié)束后,恢復(fù)變頻器供電,并采用重起算法進(jìn)行PMSM飛車起動(dòng)。其中圖7(a)和圖7(b)分別為目標(biāo)轉(zhuǎn)速為600 r/min和2 400 r/min的重起過程,包括了傳感器實(shí)測(cè)轉(zhuǎn)速和估計(jì)轉(zhuǎn)速波形,以及轉(zhuǎn)子位置角波形和定子電流波形。從圖中可以看出,估計(jì)轉(zhuǎn)速和實(shí)測(cè)轉(zhuǎn)速在重起算法運(yùn)行后是匹配的,整個(gè)重起過程持續(xù)6.6 ms,脈沖序列設(shè)置滿足了前述相關(guān)約束,驗(yàn)證了算法的準(zhǔn)確性,而從定子電流波形可以看出,飛車起動(dòng)過程中的沖擊電流較小,驗(yàn)證了算法的有效性。

圖7 PMSM重起試驗(yàn)波形

為了驗(yàn)證前述對(duì)轉(zhuǎn)速誤差量化分析的正確性,以及轉(zhuǎn)速誤差對(duì)PMSM重起的影響,進(jìn)行了5%和10%轉(zhuǎn)速誤差下的重起試驗(yàn),試驗(yàn)?zāi)繕?biāo)轉(zhuǎn)速為1 200 r/min,試驗(yàn)波形如圖8所示,包括了傳感器實(shí)測(cè)轉(zhuǎn)速和估計(jì)轉(zhuǎn)速波形,以及轉(zhuǎn)子位置角波形和定子電流波形。其中圖8(a)為轉(zhuǎn)速誤差為5%時(shí)的重起過程,重起過程中浪涌電流25 A,PMSM重起成功。但當(dāng)轉(zhuǎn)速誤差為10%時(shí)(圖8(b)),浪涌電流最大達(dá)到35 A,觸發(fā)了過流保護(hù),導(dǎo)致PMSM重起失敗。試驗(yàn)結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了前述誤差量化計(jì)算的正確性。

圖8 轉(zhuǎn)速誤差對(duì)PMSM重起的影響

4 結(jié) 語

本文針對(duì)PMSM的飛車起動(dòng)問題開展了相關(guān)研究,并設(shè)計(jì)了一種標(biāo)量控制大慣性永磁同步電機(jī)的重起控制策略,可總結(jié)出以下結(jié)論:

(1)不同于傳統(tǒng)的PMSM重起控制算法,新型控制方案僅需要電機(jī)銘牌參數(shù)就可以進(jìn)行轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)。

(2)對(duì)電流傳感器測(cè)量誤差和電機(jī)參數(shù)變化引起的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差進(jìn)行了量化分析,為新型控制策略設(shè)計(jì)提供了依據(jù)。

(3)新方案可以自動(dòng)調(diào)整零序電壓脈沖占空比以避免過流發(fā)生,同時(shí)還可以根據(jù)額定轉(zhuǎn)速和實(shí)際可接受誤差范圍來自動(dòng)調(diào)整2個(gè)零序電壓脈沖之間的時(shí)間間隔,因此提高了PMSM重起的可靠性。

(4)試驗(yàn)研究結(jié)果驗(yàn)證了在低速和高速工況下,新型控制策略都能有效地進(jìn)行PMSM重起,是一種通用的PMSM飛車起動(dòng)方法,適用于大慣性PMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。

參考文獻(xiàn)

[1] 符曉玲,劉旭東.電動(dòng)汽車用永磁同步電機(jī)滑模預(yù)測(cè)控制[J].微特電機(jī),2015,43(11):53-56.

[2] 李東和.純電動(dòng)汽車用永磁同步電機(jī)溫度場計(jì)算[J].微特電機(jī),2016,44(1):12-16.

[3] 洪俊杰,陳思哲,郭壯志,等.基于電流預(yù)測(cè)控制的電動(dòng)汽車用PMSM控制器設(shè)計(jì)[J].微特電機(jī),2015,43(8):99-102.

[4] 張前,馮明.超高速永磁無刷電機(jī)無位置傳感器半閉環(huán)啟動(dòng)法[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào),2016,20(10):23-31.

[5] 張耀中,黃進(jìn),康敏.永磁同步電機(jī)無傳感器控制及其啟動(dòng)策略[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào),2015,19(10):1-6.

[6] 肖燁然,劉剛,宋欣達(dá),等.基于改進(jìn)滑模觀測(cè)器的永磁同步電機(jī)無位置傳感器I/F起動(dòng)方法[J].電力自動(dòng)化設(shè)備,2015,35(8):95-102.

[7] PAN H,SPRINGOB L,HOLTZ J.Improving the start and restart behavior through state recognition of AC drives[C]//Proceedings of the Power Conversion Conference-Nagaoka 1997.IEEE,1997:589-594.

[8] SUZUKI K,SAITO S,KUDOR T,et al.Stability improvement of V/F controlled large capacity voltage-source inverter fed induction motor[C]//IAS Meeting Conference Record of the Industry Applications Conference,IEEE,2006:90-95.

[9] IURA H,IDE K,HANAMOTO T,et al.An estimation method of rotational direction and speed for free-running AC machines without speed and voltage sensor[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2011,47(1):153-160.

[10] 張德寬,張軍軍,喬奕瑋.異步電機(jī)雙向速度搜索再啟動(dòng)方法的研究[J].電氣傳動(dòng),2012,42(9):3-6.

[11] 王宏英,龔世纓.電機(jī)重起動(dòng)的控制策略[J].電氣傳動(dòng),2013,43(7):68-71.

[12] 王書秀,吳振興,孫樂,等.一種能量回饋的高壓變頻器失電跨越控制策略[J].電氣傳動(dòng),2016,46(8):11-15.

[13] 穆天柱,劉春松,胡炫.轉(zhuǎn)速估算在高壓電機(jī)變頻器節(jié)能改造上的應(yīng)用[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2013,40(1):51-54.

[14] JEONG S J,PARK Y M,HAN G J.An estimation method of rotation speed for minimizing speed variation on restarting of induction motor[J].Clinical&Experimental Allergy,2011,43(6):697-704.

[15] TOSHIFUMI Y,SHINJI W,KEIICHIRO K,et al.Starting procedure of rotation sensorless PMSM at coasting condition for railway vehicle traction[J].Ieej Transactions on Industry Applications,2009,169(2):56-63.

[16] SON Y C,JANG S J,NASRABADI R D.Permanent magnet AC motor systems and control algorithm restart methods:US,US 8054030[P].2011.

[17] TANIGUCHI S,MOCHIDUKI S,YAMAKAWA T,et al.Starting procedure of rotational sensorless PMSM in the rotating condition[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2009,45(1):194-202.

[18] 王莉娜,郝強(qiáng).基于高頻方波信號(hào)注入的PMSM無傳感器低速運(yùn)行研究[J].電氣傳動(dòng),2015,45(6):20-25.

[19] 董晨露,陳濤.電機(jī)車IPMSM高頻脈振電壓注入法轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2015,42(8):67-71.

[20] LIN T C,ZHU Z Q.Sensorless operation capability of surfacemounted permanent magnet machine based on high-frequency signal injection methods[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2015,51(3):2161-2171.

[21] LIU J M,ZHU Z Q.Novel ensorless control strategy with Injection of high-frequency pulsating carrier signal into stationary reference frame[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2014,50(4):2574-2583.

[22] KIM S,HA J I,SUL S K.PWM switching frequency signal injection sensorless method in IPMSM[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2012,48(5):1576-1587.

[23] MURAKAMI S,SHIOTA T,OHTO M,et al.Encoderless servo drive with adequately designed IPMSM for pulse-voltage-injection-based position detection[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2012,48(6):1922-1930.

[24] 劉奇林,沈啟平.車用高功率密度永磁同步電機(jī)設(shè)計(jì)及試驗(yàn)研究[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2016,43(1):88-94.