柳 揚(yáng) 楊銀堂 李 迪 石佐辰

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一種無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)發(fā)射機(jī)體偏置線(xiàn)性化技術(shù)

柳 揚(yáng)*楊銀堂 李 迪 石佐辰

(西安電子科技大學(xué)微電子學(xué)院 西安 710071)

該文針對(duì)無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)人體介質(zhì)通信(Human Body Communication, HBC)發(fā)射機(jī)嚴(yán)格的輸出頻譜指標(biāo)，提出一種利用體偏置線(xiàn)性化技術(shù)進(jìn)行頻譜整形的技術(shù)。通過(guò)設(shè)計(jì)緩沖器中晶體管體偏置，從而調(diào)整晶體管二階非線(xiàn)性系數(shù)，最終消除輸出端的二階互調(diào)項(xiàng)(Second order InterModulation, IM2)。采用0.35 μm CMOS工藝和1.8 V供電電壓設(shè)計(jì)了一個(gè)基于體偏置技術(shù)的HBC發(fā)射機(jī)實(shí)例。仿真結(jié)果顯示二階輸入截點(diǎn)(IIP2)優(yōu)化到 90 dBm，輸出頻譜在1 MHz處抑制-130 dBr。較傳統(tǒng)電路，該技術(shù)提高了23 dB頻譜抑制，使輸出頻譜符合無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)IEEE 802.15.6協(xié)議中-120 dBr的指標(biāo)。

無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)；放大器；線(xiàn)性化；集成電路

1 引言

無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)技術(shù)(Wireless Body Area Network, WBAN)被廣泛應(yīng)用于主動(dòng)醫(yī)療[1,2]，人體生理指標(biāo)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)等領(lǐng)域，在我國(guó)逐步邁入老齡化社會(huì)，醫(yī)療資源日益緊張的大環(huán)境下，具有廣闊的應(yīng)用前景。體表可穿戴設(shè)備或植入體內(nèi)的傳感器和中心節(jié)點(diǎn)通常組織成星形WBAN網(wǎng)絡(luò)，然后把提取出的人體心電圖，腦電圖等生理信號(hào)傳輸?shù)絎BAN中心節(jié)點(diǎn)，最終通過(guò)手機(jī)發(fā)送到醫(yī)院或是云端服務(wù)器進(jìn)行進(jìn)一步診斷和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)。構(gòu)建WBAN技術(shù)的一個(gè)關(guān)鍵是選擇網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)之間短距離無(wú)線(xiàn)通信方式。針對(duì)WBAN應(yīng)用，目前主流的短距離無(wú)線(xiàn)通信方式例如藍(lán)牙，Zigbee等技術(shù)存在功耗限制。為促進(jìn)適用于WBAN低功耗芯片的設(shè)計(jì)發(fā)展，在2011年，IEEE 802.15第6工作組(Sixth Task Group, TG6)批準(zhǔn)了制定IEEE 802.15.6協(xié)議[3]。IEEE 802.15.6協(xié)議定義了一個(gè)媒體存取控制層(Medium Access Control, MAC)和其支持的3個(gè)物理層：超寬帶(Ultra-WideBand, UWB)，窄帶(NarrowBand, NB)和人體介質(zhì)通信(Human Body Communication, HBC)。其中HBC使用人體作為通信介質(zhì)，中心頻率是21 MHz，在此頻段上，信號(hào)傳輸?shù)穆窂綋p耗小，并且使用面積小的人體接觸電極而不是面積大低阻天線(xiàn)，所以HBC更適合高集成度低功耗的WBAN應(yīng)用。

2 HBC發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)

HBC發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)的一個(gè)最大挑戰(zhàn)是IEEE 802.15.6協(xié)議規(guī)定的嚴(yán)格輸出頻譜要求：在2 MHz相對(duì)于中心頻率抑制比至少-80 dBr (dB relative to the center frequency)，1 MHz和更低頻率抑制比至少-120 dBr[3]。因此目前主流的HBC發(fā)射機(jī)采用頻譜整形技術(shù)。文獻(xiàn)[4]提出首個(gè)完全基于IEEE 802.15.6 HBC協(xié)議的發(fā)射機(jī)，使用八階的數(shù)字帶通濾波器來(lái)進(jìn)行整形；文獻(xiàn)[5,6]為了進(jìn)一步在1 MHz處進(jìn)行頻譜抑制，不僅加入了高達(dá)九階的高通濾波器，還在緩沖器后面又使用二階的無(wú)源高通濾波器。同時(shí)采用了更加節(jié)省功耗的結(jié)構(gòu)，在數(shù)字FSDT調(diào)制后，直接用模擬濾波器來(lái)處理信號(hào)，避免了使用高功耗的數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

在本文中，低頻頻譜整形的瓶頸被定位在圖1中發(fā)射機(jī)最后一級(jí)緩沖器的輸出二階互調(diào)項(xiàng)(Second-order InterModulation, IM2)。如圖1所示，隨著頻率不斷降低，IEEE 802.15.6協(xié)議要求的頻譜抑制逐漸苛刻，但是非線(xiàn)性緩沖器產(chǎn)生的IM2項(xiàng)卻污染低頻頻譜，使1 MHz實(shí)際輸出頻譜停止下降，未能滿(mǎn)足協(xié)議要求。線(xiàn)性化技術(shù)是有效的用于發(fā)射機(jī)功率放大器或輸出緩沖器頻譜整形方式之一。根據(jù)頻率范圍不同，頻譜整形可分為基波附近的鄰信道抑制比(Adjacent Channel Leakage Ratio, ACLR)和低頻處的頻譜抑制。文獻(xiàn)[7]利用預(yù)失真器補(bǔ)償?shù)鬉M-PM失真中的相位誤差，提高ACLR 2.6 dB。不足在于預(yù)失真器中的電感無(wú)法高度集成。因此，可以使用高度集成的反相器和MOS可變電容來(lái)補(bǔ)償相位[8]。低頻處的頻譜抑制主要通過(guò)消除偶次失真來(lái)實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[9]通過(guò)校正功率放大器的導(dǎo)通角(conduction angle)，使傳輸函數(shù)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)中的偶次項(xiàng)系數(shù)近似為0，從而消除輸出偶次諧波，完成低頻處的頻譜抑制。線(xiàn)性化技術(shù)電路實(shí)現(xiàn)主要受功耗限制。文獻(xiàn)[10]在單支路非線(xiàn)性電路并聯(lián)一路可調(diào)衰減器和非線(xiàn)性發(fā)生器，兩支路疊加起來(lái)提高線(xiàn)性度。文獻(xiàn)[11]提出了兩步IM2消除技術(shù)，但是第1級(jí)只有一半信號(hào)被利用，因此功率效率較低。

圖1 典型HBC發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)

3 發(fā)射機(jī)前端電路設(shè)計(jì)

3.1 初步整形帶通濾波器

帶通濾波器(BandPass Filter, BPF)完成初步的頻譜整形。雖然IEEE 802.15.6協(xié)議對(duì)于低頻頻譜要求嚴(yán)格，但是對(duì)高頻部分指標(biāo)不苛刻，通過(guò)帶通濾波器可以獲得足夠抑制?；陔A梯法(LC- ladder)綜合出來(lái)的高階濾波器對(duì)于每一級(jí)器件參數(shù)波動(dòng)不敏感。階梯法中，首先根據(jù)指標(biāo)得到無(wú)源RLC結(jié)構(gòu)，然后利用信號(hào)流程圖(Signal Flow Graph, SFG)把無(wú)源模型轉(zhuǎn)成有源的結(jié)構(gòu)。圖2(a)給出了用于HBC發(fā)射機(jī)初步頻譜整形的八階帶通Gm-C濾波器結(jié)構(gòu)。如圖2(b)所示，跨導(dǎo)單元采用了非線(xiàn)性反饋和交叉耦合技術(shù)來(lái)減小失真，灰色部分電路為電流源負(fù)載和提供共模反饋模塊，同時(shí)也為下一級(jí)直接耦合的緩沖器提供穩(wěn)定的輸入共模電平。通過(guò)采用高線(xiàn)性度跨導(dǎo)單元和使用全差分的電路架構(gòu)，極大消除帶通濾波器產(chǎn)生的偶次失真和實(shí)現(xiàn)了低功耗。

3.2 體偏置IM2消除技術(shù)緩沖器

緩沖器核心工作原理是通過(guò)體偏置引入非對(duì)稱(chēng)來(lái)抵消掉緩沖器原有的非對(duì)稱(chēng)性，工作原理等效于不含偶次失真的全差分結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)的有源電流鏡作負(fù)載的雙端轉(zhuǎn)單端緩沖器并不是理想的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)，因?yàn)閮啥朔謩e是高阻的電流源和低阻的二極管連接MOS管。非對(duì)稱(chēng)性使傳統(tǒng)有源電流鏡作負(fù)載的緩沖器不能像全差分電路完全消除偶次失真。如圖3所示。輸入管M1, M2的體偏置B1,B2被電流鏡M11, M12和M13, M14控制，通過(guò)微調(diào)B1,B2引入輸入差分對(duì)M1, M2直流工作點(diǎn)輕微不平衡，抵消掉有源電流鏡負(fù)載已有的不平衡，從而實(shí)現(xiàn)偽全差分工作。

二階互調(diào)項(xiàng)消除依賴(lài)于通過(guò)體偏置來(lái)調(diào)節(jié)MOS二階非線(xiàn)性系數(shù)。由于NMOS使用了單獨(dú)的體偏置，所以需要用到具有P阱CMOS工藝。MOS晶體管非線(xiàn)性來(lái)源有g和ds，但是g非線(xiàn)性占據(jù)絕對(duì)主導(dǎo)。在HBC發(fā)射機(jī)中，中心頻率為21 MHz，此時(shí)電容影響可以忽略，MOS管溝道電流用Taylor級(jí)數(shù)展開(kāi)為

(2)

其中，2gm,3gm分別為二階，三階非線(xiàn)性系數(shù)，gs是柵極輸入電壓，DS為源漏溝道電流。利用式(2)對(duì)溝道電流進(jìn)行二重和三重微分就可以得到二階，三階非線(xiàn)性系數(shù)。當(dāng)柵極輸入信號(hào)為

其中是輸入信號(hào)幅度，1,2是輸入信號(hào)的雙音頻率。根據(jù)式(1)中的展開(kāi)式和式(2)中的非線(xiàn)性系數(shù)定義，溝道二階互調(diào)(IM2)電流為

(4)

圖2 8階帶通濾波器電路

圖3 消除IM2的體偏置技術(shù)緩沖器

圖4給出了在不同BS偏置下2gm曲線(xiàn)?？梢钥闯鲭S著B(niǎo)S增大，2gm曲線(xiàn)整體向左平移，意味著在相同GS下，2gm更小，所以根據(jù)式(4)，溝道二階非線(xiàn)性電流IM2電流幅度減小。回顧圖3，輸出二階互調(diào)電流IM2,out由兩部分組成，分別是M1產(chǎn)生的IM2電流鏡像IM2,M1,mirror和M2產(chǎn)生的IM2,M2。由于電流方向相同，IM2,out的大小是它們的幅度之差。如圖5所示，通過(guò)精細(xì)調(diào)整BS，根據(jù)圖4中的2gm與BS關(guān)系，會(huì)略微減小IM2,M2，直到大小與IM2,M1,mirror相同，此時(shí)輸出中的IM2成分被完全抵消。

調(diào)整BS消除IM2需要高精度的體偏置電壓。本文利用低精度的偏置電流陣列來(lái)生成高精度的體偏置電壓。在強(qiáng)反型的MOS管中，溝道電流與過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓成平方關(guān)系，在弱反型的MOS管中，電流和過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓成指數(shù)關(guān)系。所以弱反型下，利用反指數(shù)關(guān)系，可以用電流偏置生成電壓偏置。如圖3所示，灰色覆蓋的native NMOS M3, M4工作在弱反型區(qū)域，它們?cè)O(shè)計(jì)成二極管連接提供精細(xì)的V。采用native NMOS管是為了產(chǎn)生較低的電壓，來(lái)偏置輸入管M1, M2。圖6顯示低精度偏置電流產(chǎn)生高精度體偏置電壓曲線(xiàn)。產(chǎn)生的體偏置電壓被低通RC網(wǎng)絡(luò)濾除高頻噪聲后施加到M1, M2。圖3的緩沖器有兩個(gè)控制開(kāi)關(guān)M7, M8。同一時(shí)刻，只有一路開(kāi)關(guān)閉合，一路開(kāi)關(guān)斷開(kāi)。這是考慮器件參數(shù)波動(dòng)和失配下，當(dāng)IM2,M1,mirror>IM2,M2時(shí)候，C1=0,C2=VDD,B2=0，調(diào)節(jié)B1；當(dāng)IM2,M1,mirror

4 仿真結(jié)果與討論

采用0.35 μm CMOS工藝，1.8 V電源電壓設(shè)計(jì)了圖1中的HBC發(fā)射機(jī)。包括FSDT調(diào)制、預(yù)處理無(wú)源RC網(wǎng)絡(luò)、八階Gm-C帶通濾波器和IM2線(xiàn)性化技術(shù)緩沖器。圖7顯示了在不同工藝角下雙音測(cè)試的結(jié)果。輸入頻率分別為20 MHz和21 MHz，它們的頻率差為1 MHz，這里采用1 MHz是因?yàn)檩敵鲱l譜觀測(cè)的關(guān)鍵頻率點(diǎn)是1 MHz。在不同工藝角下，校正IIP2所需要的BIAS不同，最佳IIP2在80~90 dBm的區(qū)間。圖8顯示了采用體偏置技術(shù)與否輸出頻譜對(duì)比，其中黑色的粗實(shí)線(xiàn)是IEEE 802.15.6 HBC物理層的輸出頻譜指標(biāo)，灰色是實(shí)際輸出頻譜。圖8(a)給出了正確配置BIAS后發(fā)射機(jī)輸出頻譜，此時(shí)在1 MHz抑制有-130 dBr，滿(mǎn)足IEEE 802.15.6 HBC物理層輸出頻譜-120 dBr的要求。而在圖8(b)中，沒(méi)有進(jìn)行任何優(yōu)化，即BIAS=0，此時(shí)代表輸出頻譜指標(biāo)的粗實(shí)線(xiàn)與頻譜相交，頻譜抑制-107 dBr。對(duì)比可以觀察到兩個(gè)輸出頻譜的主要差別是在低頻區(qū)域，高頻區(qū)域如21 MHz及以上的輸出頻譜是相同的。在5.25 MHz頻率處可以觀測(cè)到毛刺，這是分量18.375 MHz和23.625 MHz二階互調(diào)產(chǎn)生的，但是依舊滿(mǎn)足IEEE 802.15.6 HBC指標(biāo)。表1對(duì)比不同頻譜整形技術(shù)發(fā)射機(jī)。文獻(xiàn)[4,6]使用高功耗的濾波器技術(shù)，但未能分離出偶次失真的影響，因此輸出頻譜在1 MHz處依舊不滿(mǎn)足IEEE 802.15.6協(xié)議。文獻(xiàn)[9]提出導(dǎo)通角校正從而消除偶次諧波，但插入的輔助緩沖器消耗額外功耗。文獻(xiàn)[12]采用基于DLL矯正擴(kuò)頻時(shí)鐘技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)頻譜抑制，但是復(fù)雜的數(shù)字信號(hào)處理電路消耗顯著功耗。文獻(xiàn)[13]通過(guò)引入諧波陷波旁路，雖然沒(méi)有額外直流功耗，但是獲得有限的-53 dBr最大頻譜抑制。本文提出的體偏置技術(shù)在低功耗設(shè)計(jì)約束下，完成了-130 dBr輸出頻譜整形。

圖4 二階非線(xiàn)性系數(shù)k2gm隨VBS變化曲線(xiàn)??????圖5 最佳體偏置工作點(diǎn)?????圖6 低精度偏置電流生成高精度體偏置電壓

圖7 不同工藝角下緩沖器最佳IIP2

5 結(jié)束語(yǔ)

IEEE 802.15.6 協(xié)議HBC物理層定義了嚴(yán)格的輸出頻譜要求。本文首先把頻譜整形關(guān)鍵定位在發(fā)射機(jī)最后一級(jí)輸出緩沖器的二次非線(xiàn)性上，分析出二階互調(diào)項(xiàng)(IM2)會(huì)折疊到低頻處。然后提出了基于體偏置的IM2消除技術(shù)，通過(guò)設(shè)計(jì)體偏置消除緩沖器的非對(duì)稱(chēng)性，從而實(shí)現(xiàn)偽全差分工作。仿真顯示緩沖器的IIP2可以?xún)?yōu)化到90 dBm。相較于傳統(tǒng)電路，在1 MHz處發(fā)射機(jī)輸出頻譜抑制從-107 dBr被提高到-130 dBr，達(dá)到IEEE 802.15.6 協(xié)議HBC物理層-120 dBr的指標(biāo)，并且緩沖器功耗只有91 μW，適合低功耗約束的無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)應(yīng)用。

圖8 發(fā)射機(jī)輸出頻譜對(duì)比

表1 頻譜整形發(fā)射機(jī)性能比較

[1] 鄒衛(wèi)霞, 康峰源, 杜光龍, 等. 基于中國(guó)醫(yī)用體域網(wǎng)頻段的物理層方案設(shè)計(jì)及干擾分析[J]. 電子與信息學(xué)報(bào), 2015, 37(2): 429-434.doi: 10.11999/JEIT140901.

ZOU Weixia, KANG Fengyuan, DU Guanglong,. Physical layer proposal design and interference analysis based on Chinese medical band in wireless body area network[J].&, 2015, 37(2): 429-434. doi: 10.11999/JEIT140901.

[2] 孫彥贊, 姜玉鳳, 吳雅婷, 等. 基于改進(jìn)式隨機(jī)不完全著色算法的無(wú)線(xiàn)體域網(wǎng)干擾協(xié)調(diào)[J]. 電子與信息學(xué)報(bào), 2015, 37(9): 2204-2210. doi: 10.11999/JFIT141621.

SUN Yanzan, JIANG Yufeng, WU Yating,. Improved random incomplete coloring for interference mitigation in wireless body area networks[J].&, 2015, 37(9): 2204-2210. doi: 10. 11999/JFIT141621.

[3] IEEE 802.15.6-2012. IEEE standard for local and metropolitan area networks – part 15.6: Wireless body area networks[S]. 2012. doi: 10.1109/IEEESTD.2012.6161600.

[4] LEE H, LEE K, HONG S,. A 5.5mW IEEE-802.15.6 wireless body-area-network standard transceiver for multichannel electro-acupuncture application[C]. IEEE International Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers, San Francisco, 2013: 452-453.doi: 10.1109/ ISSCC.2013.6487811.

[5] LEE H, CHO H, and YOO H J. A 33 μW/node duty cycle controlled HBC transceiver system for medical BAN with 64 sensor nodes[C]. IEEE Proceedings of the Custom Integrated Circuits Conference, San Jose, 2014: 1-8. doi: 10.1109/CICC. 2014.6946058.

[6] CHO H, LEE H, BAE J,. A 5.2mW IEEE 802.15.6 HBC standard compatible transceiver with power efficient delay-locked-loop based BPSK demodulator[C]. IEEE Asian Solid-State Circuits Conference, KaoHsiung, 2014: 297-300. doi: 10.1109/ASSCC.2014.7008919.

[7] ONIZUKA K, ISHIHARA H, HOSOYA M,. A 1.9 GHz CMOS power amplifier with embedded linearizer to compensate AM-PM distortion[J].-, 2012, 47(8): 1820-1827. doi: 10.1109/ JSSC.2012.2196629.

[8] HU S, KOUSAI S, and WANG H. A broadband mixed-signal CMOS power amplifier with a hybrid class-G Doherty efficiency enhancement technique[J]., 2016, 51(3): 598-613. doi: 10.1109/JSSC. 2015.2508023.

[9] BA A, CHILLARA V K, LIU Y H,. A 2.4GHz class-D power amplifier with conduction angle calibration for -50dBc harmonic emissions[C]. Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, Tampa, 2014: 239-242. doi: 10.1109/RFIC.2014. 6851708.

[10] 劉潔, 胡波雄, 王剛, 等. 一種適用于Ku波段行波管放大器的預(yù)失真線(xiàn)性化器[J]. 電子與信息學(xué)報(bào), 2014, 36(10): 2515-2520. doi: 10.3724/SP.J.1146.2013.01820.

LIU Jie, HU Boxiong, WANG Gang,. A predistortion linearizer for Ku-band traveling wave tube amplifier[J].&, 2014, 36(10): 2515-2520. doi: 10.3724/SP.J.1146.2013.01820.

[11] LIU Yang, ZHAO Bo, YANG Yintang,. A novel hybrid two-stage IM2 cancelling technique for IEEE 802.15.6 HBC standard[C]. IEEE Biomedical Circuits and Systems Conference, Lausanne, 2014: 640-643. doi: 10.1109/BioCAS. 2014.6981807.

[12] LEE I Y, KIM S, LEE S S,. Spur reduction techniques with a switched-capacitor feedback differential PLL and a DLL-based SSCG in UHF RFID transmitter[J]., 2015, 63(4): 1202-1210. doi: 10.1109/TMTT.2015.2405536.

[13] FRANCOIS B and REYNAERT P. Highly linear fully integrated wideband RF PA for LTE-advanced in 180-nm SOI[J]., 2015, 63(2): 649-658. doi: 10.1109/TMTT.2014. 2380319.

Body Biasing Linearization Technique for Wireless Body Area Network Transmitter

LIU Yang YANG Yintang LI Di SHI Zuochen

(,,710071,)

A body biasing linearization technique is proposed to shape output spectrum mask to meet the stringent specification of the Human Body Communication (HBC) standard for Wireless Body Area Network (WBAN). Body biasing of the buffer transistors is properly designed, accordingly second-order nonlinearity coefficient is tuned so that Second order InterModulation product (IM2) at the output of buffer is cancelled. Under 0.35 μm CMOS process and a supply voltage of 1.8 V, a sample HBC transmitter based on body biasing is designed. Simulation results show that an optimum of 90 dBm IIP2 can be obtained and output transmit spectral mask at 1 MHz is attenuated to be -130 dBr (dB relative to the center frequency). Compared with conventional circuits, an improvement of 23 dB spectrum attenuation is achieved, satisfying the -120 dBr requirement of IEEE 802.15.6 for WBAN.

Wireless Body Area Network (WBAN); Amplifier; Linearization; Integrated circuit

TN402; TN830.6

A

1009-5896(2017)02-0499-05

10.11999/JEIT160297

2016-03-31；改回日期：2016-07-28；

2016-10-09

柳揚(yáng) liu_yang@stu.xidian.edu.cn

國(guó)家自然科學(xué)基金(61504102)

The National Natural Science Foundation of China (61504102)

柳 揚(yáng)： 男，1987年生，博士生，研究方向?yàn)槟M集成電路設(shè)計(jì).

楊銀堂： 男，1962年生，教授，研究方向?yàn)榛旌闲盘?hào)集成電路設(shè)計(jì)、模擬集成電路設(shè)計(jì).

李 迪： 男，1982年生，副教授，研究方向?yàn)榛旌闲盘?hào)集成電路設(shè)計(jì).

石佐辰： 男，1988年生，博士生，研究方向?yàn)槟M集成電路設(shè)計(jì).