王全東 常天慶 李方正 閆之峰 陳軍偉

(裝甲兵工程學院控制工程系 北京 100072)

T型逆變器的共模干擾與共模電壓抑制算法

王全東 常天慶 李方正 閆之峰 陳軍偉

(裝甲兵工程學院控制工程系 北京 100072)

在車輛電傳動等大功率、高密度的交流調速場合，采用PWM控制時逆變器的共模干擾問題對電機和調速系統(tǒng)的影響和危害尤為突出。通過對T型逆變器電路拓撲和工作模態(tài)的研究，說明了逆變器共模電壓的生成原因，得出了逆變器共模電壓的傅里葉表達式，并分析了其諧波構成。其次，提出了T型逆變器的共模干擾等效模型，實驗表明共模電壓頻譜的仿真與實驗結果吻合，驗證了高頻模型的有效性。最后，提出了一種可以在理論上消除共模電壓的調制波移相PWM算法，通過與傳統(tǒng)空間矢量脈寬調制(SVPWM)、改進SVPWM和載波反向層疊調制(PODSPWM)算法的對比分析，說明了該算法對于抑制T型逆變器共模電壓的優(yōu)勢與有效性，同時也指出了調制波移相PWM算法仍然存在的問題。

交流調速T型逆變器 共模電壓 高頻等效模型 抑制算法

0 引言

車輛電傳動系統(tǒng)與傳統(tǒng)的機械式傳動相比，具有控制方便、可無級調速、部件布置靈活等優(yōu)勢，已成為未來裝甲車輛傳動系統(tǒng)的重要發(fā)展方向[1，2]。為使裝甲車輛電傳動系統(tǒng)具備較高的功率密度和效率，當前電傳動裝甲車輛電驅動系統(tǒng)普遍采用PWM控制的交流調速技術。PWM技術可以在一定程度上改善系統(tǒng)中逆變器輸出電壓波形的質量，降低電動機的諧波損耗和轉矩脈動，使系統(tǒng)性能得到極大改善。但同時也帶來了一些負面效應：一方面PWM技術所固有的脈沖性質使得逆變器內部的dv/dt較大，尤其是軍用車輛電驅動系統(tǒng)功率可達數(shù)百千瓦，使得逆變器在工作過程中產生強烈的電壓沖擊和電磁干擾，嚴重威脅系統(tǒng)中敏感電氣設備的正常工作[3-6]；另一方面PWM控制無法保證所有時刻逆變器三相橋臂輸出電壓的和為零，從而產生幅值和變化率都較大的共模電壓，共模電壓和電流經常引發(fā)電機轉子的電氣損壞，嚴重影響電機壽命和系統(tǒng)可靠性，給電機等其他負載設備帶來極大危害[7-10]。

多電平逆變器在電壓應力、功率容量和波形質量等方面較兩電平逆變器有巨大優(yōu)勢，在高壓大容量電能變換及電傳動領域得到了廣泛應用。采用逆阻型IGBT(ReverseBlockingIGBT,RB-IGBT)進行中點鉗位的T型三電平拓撲是一種改進型的三電平中點鉗位型(Neutral-PointClamped,NPC)拓撲，如圖1所示[11，12]。與目前應用較多的二極管NPC拓撲相比，其開關器件更少、損耗更小、輸出電壓諧波更小、功率損耗分布也更加均衡。

圖1 T型三電平NPC拓撲Fig.1 T-shape 3-level NPC inverter topology

目前國內外對T型逆變器的共模干擾及高頻模型的研究較少，建立包括主要無源元件和主電路連接導體在內的高頻等效電路模型，分析差模和共模電壓的成因和諧波成分，是研究該型逆變器電磁兼容問題的重要基礎，是實現(xiàn)變換器電路結構優(yōu)化設計、抑制逆變器電磁干擾(ElectroMagneticInterference,EMI)的重要條件。

1 工作模態(tài)分析

負載為阻感負載時，單相T型逆變器輸出電壓vo、電流io及驅動信號VGS的波形如圖2所示。在一個工作周期內vo、io存在4種相位關系，每種相位關系包含兩種交替變換的工作模態(tài)。

模態(tài)1：VGS1、VGS4為正，VGS2、VGS3為負，此時逆變器的輸出電流io為正。S1導通，電流通過S1流向負載，逆變器輸出電壓為正(vo=Vdc/2)，導致開關S4承受反向電壓而不導通，等效電路如圖3a所示。

模態(tài)3：從模態(tài)1切換到模態(tài)3，VGS2持續(xù)為負，VGS4持續(xù)為正，VGS1由正變負，VGS3由負變正。S1關斷并迅速從導通狀態(tài)退出，為了維持輸出電流io，S4開始導通，io過S4流向負載，此時逆變器輸出電壓vo=0，對應的等效電路如圖3b所示。

模態(tài)5：逆變器從模態(tài)3切換到模態(tài)5，輸出電流方向保持不變，VGS2、VGS3為正，VGS1、VGS4為負，開關S4關斷，為了維持輸出電流，io通過VD2續(xù)流，此時vo=-Vdc/2，對應的等效電路如圖3c所示。

圖2 輸出電壓、電流及開關驅動信號示意圖Fig.2 Out put voltage，current and drive signals

圖3 各工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation mode

當io方向為負時，在不同開關狀態(tài)組合下，T型逆變器存在另外3種與模態(tài)1、3、5相似的工作模態(tài)，相應的等效電路如圖3中的2、4、6所示，其具體工作原理不再贅述。

在上述6種工作模態(tài)中逆變器的輸出電平只有Vdc/2、0、-Vdc/2三種，分別稱為P、O、N狀態(tài)，相應的開關狀態(tài)見表1，其中S1和S3、S2和S4為互補導通。

表1 輸出電壓與開關狀態(tài)

Tab.1Outputvoltageandswitchingstates

開關狀態(tài)VOS1S2S3S4PVdc/21001O00011N-Vdc/20110

2 共模電壓

帶三相對稱阻感負載的三相T型三電平逆變器電路(包含濾波回路)如圖4所示。

圖4 三相T型三電平逆變器拓撲Fig.4 Three phase T-shape inverter

在三相逆變器中，共模電壓uCM定義為星形負載中性點N對參考地O點的電位差[13，14]，因此T型逆變器的uCM取為

(1)

由于三相T型三電平逆變器的每個橋臂有P(正)、O(零)、N(負)三種開關狀態(tài)，因此三相橋臂存在27種開關狀態(tài)，每種開關狀態(tài)下的uCM見表2。

表2 各開關狀態(tài)下的uCM

Tab.2Commonmodevoltageofeachswitchingstates

uCM開關狀態(tài)數(shù)量Vdc/2PPP1Vdc/3PPO,POP,OPP3Vdc/6PNP,PPN,NPP,POO,OPO,OOP60OOO,PON,PNO,OPN,ONP,NPO,NOP7-Vdc/6PNN,NPN,NNP,NOO,ONO,OON6-Vdc/3NNO,NON,ONN3-Vdc/2NNN1

輸出端A、B、C相對于參考點O的電壓由調制方式決定，為減小共模電壓，可以采用載波反向層疊調制(PhaseOppositionDispositionSinusoidalPulseWidthModulation,PODSPWM)調制方式[15，16]，一般選擇載波比為3的整數(shù)倍，并令載波與調制波同步，驅動信號及單相輸出電壓如圖5所示。

圖5 POD控制Fig.5 POD control

由圖5可知，在0～Ts時間內，逆變器A相的輸出壓VAO關于點(Ts/2，0)成鏡像對稱，根據(jù)貝塞爾函數(shù)可得VAO的傅里葉級數(shù)表達式為

(2)

式中，M為調制比；N為載波比；Jn為第一類貝塞爾函數(shù)[17]。同樣地，逆變器B、C相的相電壓波形VBO、VCO也成鏡像對稱，也可以得到類似的表達式。因此，此時的共模電壓uCM可表示為

(3)

可見，uCM的頻譜中不存在頻率為開關頻率(ωs)及其m次頻率的諧波(m∈N*)，只存在頻率為開關頻率邊頻帶[mN±3(2n-1)]ωst的諧波(n∈N*)。邊頻帶幅值為

(4)

開關頻率f為15kHz時逆變器共模電壓的頻譜分析如圖6所示，其中開關頻率的mN±3次諧波的幅值最大。

圖6 共模電壓FFT分析Fig.6 FFT analysis of common mode voltage

3 共模高頻等效模型

采用PWM控制時，開關器件高頻通斷過程中產生的dv/dt是三相T型逆變器主要的共模傳導EMI干擾源，它通過電路中的各無源元件與導體、電機以及對地之間的雜散電容進行充放電，形成了共模電流，從而對電網(wǎng)或其他設備形成共模干擾。

3.1 高頻等效模型

國內外學者對Buck拓撲共模等效電路的相關研究較早，其共模電流主要是由開關管對地的寄生電容產生的[18]。直流輸入端帶線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(LineImpedanceStabilizationNetwork,LISN)的Buck電路如圖7a所示，開關狀態(tài)的改變導致P點對參考地的電位不停地發(fā)生變化，對寄生電容不斷進行充放電，從而引起共模電流。相應的Buck電路共模干擾等效模型如圖7b所示，其中Rcab、Lcab分別為LISN到直流電容的等效電阻和電感，Rcm、Lcm分別為散熱器、地線及LISN間連接線的等效電阻和電感，Rbus、Lbus分別為母線等效電阻和電感。

圖7 Buck電路共模干擾傳播通道及等效模型Fig.7 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model of Buck converter

直流輸入端包含LISN電路的單相T型逆變器如圖8所示，其中Cn1、Cn2、Cn3、Cp、Cg為直流母線各極、開關管發(fā)射極和負載對參考地的寄生電容。共模電流通過寄生電容Cn1、Cn2、Cn3、Cp、Cg到達參考地，并通過線性阻抗網(wǎng)絡的兩條回路回到直流側。

圖8 帶LISN的單相T型逆變器Fig.8 Single phase T-shaped inverter with LISN

由上述模態(tài)分析可知，當輸出電流io>0時，逆變器在一個工作周期內存在二、三兩個工作區(qū)間，以區(qū)間二的模態(tài)1、3為例分析：

模態(tài)1時，開關管S1導通，電流由S1流向負載，這與Buck電路中S1的導通效果一致，區(qū)別在于此時Buck電路中P點電位為Vdc，而T型逆變器中U點電位為Vdc/2；模態(tài)3時，S1關斷，S4導通，負載電流通過S4續(xù)流，這與Buck電路中VD導通續(xù)流的效果一致。所以單相T型逆變器的模態(tài)1、3就構成一個Buck電路，產生的共模電流及相應的高頻等效模型與Buck拓撲相似，如圖9所示。

圖9 模態(tài)1、3共模干擾傳播通道及等效模型Fig.9 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model under mode 1，3

當輸出電流io<0時，逆變器在一個工作周期內存在一、四兩個工作區(qū)間，以區(qū)間四的模態(tài)4、6為例分析：

模態(tài)4時，開關管S2導通，電流由S2流向負載，這與Buck電路中S1的導通效果一致；模態(tài)6時，S2關斷，S3導通，負載電流通過S3續(xù)流，這與Buck電路中VD導通續(xù)流的效果一致。所以單相T型逆變器工作區(qū)間四內的模態(tài)4、6也構成Buck電路，與工作區(qū)間二內模態(tài)1、3的等效Buck電路區(qū)別在于其開關管(S2)的位置位于下方，但這樣的結構對Buck的功能沒有影響，相應的共模干擾傳播通道及高頻等效模型如圖10所示，其余工作區(qū)間內各模態(tài)的分析與此類似。

圖10 模態(tài)4、6共模干擾傳播通道及等效模型Fig.10 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model under mode 4，6

在一個工作周期內，單相T型逆變器在4種不同的工作模態(tài)下具有不同的共模電壓，但都可以用U點對O點的電壓表示，則共模電壓為

VCM=V1 & 3+V2 & 4+V3 & 5+V4 & 6=VUO

(5)

當逆變器負載為純電阻或阻感負載時，負載對地寄生電容Cg可忽略，此時逆變器的高頻等效模型可以簡化，如圖11所示。

圖11 三相T型逆變器共模干擾等效模型(Cg可忽略)Fig.11 Common-mode interference equivalent model of 3-level T-shaped inverter (ignore Cg)

但當逆變器負載為電機等交流負載時，此時三相交流負載對參考地的寄生電容Cg已不可忽略，必須將電機的高頻模型及寄生電容Cg考慮在內。感應電機的高頻等效電路模型如圖12所示，其中W、N和G分別為三相感應電機的輸入端子、中性點和接地端子，Re、Ld、Ca、Cb、Cc、Cg分別為電機的鐵心損耗等效電阻、繞組漏電感、輸入端子對地雜散電容、繞組中性點對地雜散電容[19]。

圖12 三相感應電機及其高頻模型Fig.12 3-phase induction machine and its high-frequency equivalent model

則帶電機負載的三相T型逆變器傳導干擾等效模型如圖13所示。

圖13 帶電機負載的共模干擾等效模型(Cg不可忽略)Fig.13 Common-mode interference equivalent model with induction machine (without ignore Cg)

3.2 仿真分析與實驗驗證

負載為純電阻條件下，共模電壓的仿真及實測波形如圖14所示，其中Va、Vb分別為LISN上兩個50Ω電阻上的電壓，共模電壓VCM=(Va+Vb)/2，它與逆變器的開關器件的導通關斷動作密切相關，隨開關狀態(tài)的變化呈現(xiàn)周期性的變化，變化周期與載波(輸出電壓)頻率保持一致。

圖14 共模電壓VCM仿真及實測波形Fig.14 Simulation and experiment waveform of common-mode voltage

仿真及實測共模傳導干擾電壓VCM的FFT分析如圖15所示，對比分析可知：

1)在0～10MHz范圍內，兩條頻譜曲線的峰值和變化趨勢基本一致，在50kHz(開關頻率為5kHz)處都存在一個55dB左右的峰值點。

2)在10～50MHz高頻段內，實測頻譜與仿真頻譜存在誤差，仿真頻譜出現(xiàn)了一個幅值較小的拐點和峰值點，這是由于測量儀器測量精度和采樣點數(shù)量的局限，未能對部分高頻信號進行有效提取，導致實測頻譜未能如實反映10～50MHz頻段內部分高頻信號的實際情況。但在此頻段內，共模電壓頻譜的幅值較小，兩條頻譜曲線的誤差也不超過5dB，對傳導EMI頻譜分析和預測的影響較小，仿真頻譜仍能較為準確地反映傳導共模干擾的實際狀況。

圖15 共模傳導干擾VCM頻譜分析(電阻負載)Fig.15 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with resistance load

負載為三相感應電機時，不同開關頻率和對參考地寄生電容條件下共模傳導干擾電壓VCM仿真波形的FFT分析結果如圖16所示。

1)由圖16a與15a對比分析可知，由于三相與單相逆變器共模干擾傳播通道的不同(三相為電機負載，其對參考地有較大的寄生電容)，使其頻譜與單相時的共模干擾具有較大差異。

2)由圖16a、圖16b、圖16c對比分析可知，共模傳導干擾幅值隨開關頻率的增加而增大(圖16a比圖16b增加了10dB左右)，但不同頻率下干擾頻譜的第一個拐點都在5MHz左右，說明其不受開關頻率的影響。5MHz以上高頻段的頻譜與開關頻率密切相關，這是由于共模電壓中包含開關頻率邊頻帶的高次諧波，開關頻率越高，諧波頻率也越高，高頻段的拱形波峰也越多(密集)。

圖16 共模傳導干擾VCM頻譜分析(電機負載)Fig.16 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with induction machine load

3)由圖16a、圖16d對比分析可知，在開關頻率不變的情況下，電機對地寄生電容擴大10倍，其共模干擾的幅值增加了10～20dB，說明共模傳導干擾與電機對地寄生電容關系密切，寄生電容越大，共模干擾越嚴重。

4 共模電壓抑制算法

常用的共模電壓和共模干擾抑制手段主要有硬件和軟件兩種途徑：硬件的方式通過在原有逆變器中增加針對性設計的濾波器，通過濾除特定頻率范圍的電壓、電流信號來減小共模電壓及共模干擾，存在增加逆變器成本和體積的缺點，通用性較差且會增加原有逆變器的設計難度；軟件的方式主要是從改進逆變器的控制算法入手，通過改進PWM控制算法使逆變器三相輸出電壓之和在所有時刻盡可能為零，在共模電壓產生的源頭對共模電壓及共模干擾進行抑制，與硬件的方法相比具有不會增加系統(tǒng)成本和設計難度的優(yōu)點，但由于控制方式的改變，可能會對逆變器輸出電壓造成不利影響。

4.1 SVPWM改進算法

如表2所示，三相T型逆變器一共有27種開關狀態(tài)，若采用空間矢量脈寬調制(SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM)算法，由于它采用了27種開關狀態(tài)，其共模電壓的最大值為Vdc/2，uCM較大。若只采用表2所示的7種共模電壓為零的開關狀態(tài)，可以使共模電壓減小為零，但會由于采用的電壓矢量較少而導致不同開關狀態(tài)切換過程中輸出電壓的電平過渡不平滑，vo的THD較大。為了兼顧共模電壓的抑制和輸出電壓波形質量，改進型SVPWM算法采用表2所示的共模電壓分別為Vdc/6、0、-Vdc/6的3類(19種)中開關狀態(tài)，可使逆變器的uCM最大值降為Vdc/6，同時對輸出電壓的波形也不會造成太大影響。

改進型SVPWM算法也采用電壓空間矢量的方法，其與SVPWM的不同在于電壓矢量順序的安排和作用時間的分配，具體實現(xiàn)過程不再贅述。兩種算法在第1扇區(qū)(空間分為6個扇區(qū))第1區(qū)間(每扇區(qū)分為6個區(qū)間)內的電壓矢量和作用時間分配分別如圖17a、圖17b所示，其中Ta、Tb、Tc為三個電壓基本矢量的作用時間，其和為開關周期TS，其余區(qū)間同理可得。

圖17 扇區(qū)1區(qū)域1內電壓矢量順序及時間分配Fig.17 Vector sequence and time allocation of sector 1 zone 1

4.2 調制波移相PWM算法

采用PODSPWM和改進SVPWM算法，可以使逆變器的共模電壓得到一定程度的抑制，從而減小其共模干擾。但從共模電壓的產生機理來看，這兩種算法在原理上仍不能使任意時刻逆變器三相橋臂的輸出電壓之和為零，因而無法完全消除共模電壓。

為使所有時刻逆變器的輸出電壓之和為零，本文提出一種調制波移相的PWM控制算法。如圖18所示，它采用兩組頻率相同的正弦調制波Vsa和Vsb，Vsb相位滯后Vsa120°，兩者分別與同一個載波信號Vc相比較，可以產生va、vb兩組中間調制信號(Vsa、Vsb>Vc，va和vb取為高電平)。由va-vb可得最終的調制信號，再根據(jù)表1將最終的調制信號分配于各開關器件，可將va-vb最終轉換為逆變器輸出的相電壓波形。

圖18 調制波移相SPWM控制Fig.18 Modulation wave phase shift SPWM control

令兩組調制波的幅值為1，則A相的相電壓為

(6)

B相調制波信號取為Vsb和Vsc，C相取為Vsc和Vsa，Vsc滯后Vsb120°，則三相共模電壓為

(vb-vc)+(vc-va)]=0

(7)

綜上，通過調制波移相PWM的方法，可以使共模電壓減小為零，消除了產生共模干擾的根源，使得從理論上消除uCM及其干擾成為可能。

4.3 對比分析

為了驗證上述分析，三相T型逆變器分別采用傳統(tǒng)SVPWM、PODSPWM和載波移相PWM控制方式時的共模電壓波形和對應的諧波含量分析以及共模干擾的實測頻譜如圖19、圖20所示。

圖19 不同控制方式下的共模電壓及諧波分量Fig.19 Common mode voltage and harmonic component under different control

圖20 不同控制方式下共模干擾的實測頻譜Fig.20 Frequency spectrum analysis of common-mode interference under different control

由上述實驗結果可知，PODSPWM和調制波移相PWM兩種算法都可有效減小T型逆變器的共模電壓，調制波移相PWM算法的效果最好，達到了理論預期。圖19c表明采用調制波移相算法時逆變器仍存在一定量的共模電壓，對其進行局部放大發(fā)現(xiàn)，這是由于開關器件具有一定的動作延時，使得逆變器輸出相電壓在高低電平的銜接處存在一定的電壓尖峰，此時的共模電壓主要是電壓尖峰，電壓持續(xù)時間為瞬間，諧波分量很小，諧波分量的分析結果很好地說明了上述分析。

實驗中發(fā)現(xiàn)采用不同PWM調制算法時，T型逆變器輸出電壓存在差異。輸入電壓VDC同為700V時，三種算法下逆變器線電壓的基波幅值、有效值和THD(濾波以前)見表3。

表3 不同算法下的線電壓

Tab.3Linevoltageunderdifferentalgorithms

調制算法基波幅值/VRMS/VTHD(%)SVPWM631.4494.537.2改進SVPWM606.7472.245.8調制波移相PWM502.8406.962.9

對比表3結果可知，由于改進型SVPWM算法采用的電壓矢量(19種)少于SVPWM算法(27種)，導致其輸出電壓的THD增加，而且輸出電壓的基波幅值和有效值也略小于原算法，其調制比(直流電壓利用率)有所降低。

表3中采用調制波移相PWM算法時，逆變器輸出電壓的THD明顯增加，這是由于調制波移相PWM算法在通過改變開關信號的調制方式消除了逆變器共模電壓的同時，犧牲了原有算法下輸出電壓的正弦度，導致其直流電壓利用率較低，同時也帶來輸出諧波含量較大的缺點。相比于傳統(tǒng)SVPWM算法(每次工作狀態(tài)切換僅允許一個橋臂的開關動作)而言，其每次工作狀態(tài)切換時都涉及不同橋臂的多個開關器件進行開關動作切換，開關損耗也較大。

從直流電壓利用率、輸出電壓THD和共模電壓抑制效果等方面綜合衡量，改進SVPWM算法的綜合效果較好，具有實際工程應用價值。調制波移相PWM算法具有良好的共模電壓抑制效果，但其輸出電壓的諧波含量較大，一定程度上限制了該算法的實際應用價值，因此，如何減小調制波移相算法存在的THD和開關損耗較大的缺點，是一個值得繼續(xù)深入研究的問題。

5 結論

本文研究了T型逆變器共模電壓的產生機理，采用PWM控制算法時無法保證所有時刻逆變器三相輸出電壓之和為零是造成逆變器共模電壓的主要原因。推導了逆變器共模電壓的傅里葉表達式并分析了其諧波成分，提出了逆變器的共模高頻等效模型，由實測和高頻模型得出的共模電壓頻譜具有很高的一致性，說明該模型可以準確描述T型逆變器的共模干擾。根據(jù)共模電壓產生機理提出了消除共模電壓的調制波移相PWM算法，與傳統(tǒng)SVPWM、改進SVPWM和PODSPWM算法的對比仿真分析說明了該算法對于抑制共模電壓的有效性，同時也存在開關損耗增加和輸出電壓THD增大的問題。

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Common Mode Interference and Common Mode Voltage Suppression Algorithm of T-Shaped Inverter

Wang Quandong Chang Tianqing Li Fangzheng Yan Zhifeng Chen Junwei

(DepartmentofControlEngineeringAcademyofArmoredForcesEngineeringBeijing100072China)

Invehicleelectricaltransmissionandotherhigh-powerorhign-densityACspeedregulatingoccasions，theimpactanddamageofcommonmodeinterferenceisparticularprominentonthemotorandspeedregulatingsystem.ThispaperanalyzedthetopologystructureandworkingmodesoftheT-shapedinverterindetails，achievesthecauseofcommonmodevoltage.WealsodeductedFourierexpressionofcommonmodevoltageandanalyzeditsharmoniccomponentsandmathematicalmeaning.Besides，weproposedahighfrequencyequivalentmodeloftheT-typeinverterwithcommonmodeinterferencecapacity，simulationresultsofcommonmodevoltagespectrumshowthatthemodelcanreflecttheactualstatusofthecommonmodecurrent.Finally，akindofmodulationwavephaseshiftPWMalgorithmthatcaneliminatecommonmodevoltagewasproposed.ItshowsthatthenewalgorithmismoreeffectivecomparedwithtraditionalSVPWM，improvedSVPWMandPODSPWMalgorithm.Anditalsoindicatestheshortcomingsofthemodulationwavephaseshiftalgorithm.

ACspeedregulating，T-shapedinverter，commonmodevoltage，high-frequencyequivalentmodel，suppressionalgorithm

武器裝備軍內科研基金項目資助(JNKY2014ZB08)。

2015-07-01 改稿日期2016-01-04

TM46

王全東 男，1989年生，博士，研究方向為電力電子與電力傳動、導航制導與控制。

E-mail：08291025@mail.bjtu.edu.cn(通信作者)

常天慶 男，1963年生，教授，博士生導師，研究方向為導航制導與控制、火控系統(tǒng)及其智能化技術。

E-mail：changtiannqing@263.net