張　東，王一軍

（中南大學信息科學與工程學院，長沙410075）

一種兩級式隔離型雙向DC/DC變換器的分析與設計

張東，王一軍

（中南大學信息科學與工程學院，長沙410075）

提出了一種兩級式隔離型雙向DC/DC變換器，該變換器包含一個閉環(huán)的前級DC/DC變換器和一個開環(huán)的后級LLC諧振變換器。當能量從低壓直流母線傳輸?shù)礁邏褐绷髂妇€時，變換器等效為Boost變換器+全橋倍壓LLC諧振變換器；當能量反方向流動時，變換器等效為半橋LLC諧振變換器+Buck變換器。通過分析變換器工作原理與設計要點，提出了以效率為目標的中間直流母線電壓優(yōu)化方法，并研制了1臺12 V/336 V、1 kW的樣機，其優(yōu)化后的中間直流母線電壓額定值為50 V。樣機實驗結果驗證了所提變換器的良好工作性能。

變換器；隔離；雙向；效率優(yōu)化

引言

燃料電池電動車FCEV（fuel cell electric vehicles）是未來新能源汽車的主要發(fā)展方向之一，目前得到了國內(nèi)外學者的廣泛關注和研究［1-10］。根據(jù)FCEV的電氣工作原理，燃料電池經(jīng)直流接觸器連接到高壓直流母線構成整車的主要動力源，高壓直流母線經(jīng)過DC/AC變換得到三相交流電驅(qū)動電動機；輔助儲能系統(tǒng)連接到低壓直流母線，構成輔助啟動能源，并回收制動能量。此外，低壓直流母線還需要為整車電氣設備提供能量。雙向DC/DC變換器被設置在高壓直流母線和低壓直流母線之間，是整車的關鍵零部件之一，其主要功能是實現(xiàn)低壓直流母線與高壓直流母線之間的能量交換，同時實現(xiàn)電氣隔離（因為車身與低壓直流母線的負極是共地的，出于保護人身安全和電氣設備安全考慮，電氣隔離是必要的。此外，電氣隔離還能在一定程度上抑制強電回路對弱電回路的電磁干擾）。當燃料電池冷啟動時，雙向DC/DC變換器工作在升壓模式，由輔助儲能系統(tǒng)向高壓直流母線傳輸能量，為整車提供動力。當燃料電池正常工作后，雙向DC/DC變換器工作在降壓模式，由燃料電池向輔助儲能系統(tǒng)傳輸能量。

為了實現(xiàn)高增益功率變換，同時實現(xiàn)電氣隔離，輸入電流型變換器得到較多應用［7-11］，該類變換器的最大缺點在于開關管的硬開關工作以及關斷電壓尖峰。文獻［7］提出了應用RCD緩沖電路限制電壓過沖，相似思路在文獻［8］中得到體現(xiàn)，通過設計更低損耗的緩沖電路來限制電壓過沖。緩沖電路可以在一定程度上限制關斷電壓尖峰，但會導致變換器損耗的增加。文獻［9-10］提出了利用交錯型移相全橋來實現(xiàn)原邊開關管的軟開關，但是移相控制存在固有的滯后臂軟開關實現(xiàn)困難的缺陷；文獻［11］提出了利用有源鉗位電路來限制電壓尖峰，并實現(xiàn)軟開關，但是也增加了電路成本和控制難度。目前，隔離型雙向DC/DC變換器的應用和研究主要集中在傳統(tǒng)的脈沖寬度調(diào)制PWM （pulse width modulation）變換器及其性能優(yōu)化。

為此，本文提出了一種新穎的隔離型雙向DC/ DC變換器，其功率變換由兩級DC/DC變換器組成，即調(diào)壓的前級DC/DC變換器和隔離的后級LLC諧振變換器［14］。通過上述的功能分離，由于不需要去考慮負載等變化對諧振網(wǎng)絡的影響，LLC諧振變換器可以被設計在最佳工作狀態(tài)。有別于傳統(tǒng)的PWM變換器，LLC諧振變換器采用脈沖頻率調(diào)制PFM（pulse frequency modulation），通過合理設計諧振網(wǎng)絡參數(shù)，不需要增加緩沖電路或改進控制策略，即可使變換器獲得良好的效率特性。本文給出了變換器的工作原理和設計要點分析，并提出了以效率為優(yōu)化目標的中間直流母線電壓優(yōu)化方法。最后，通過12 V/336 V、1 kW的樣機驗證了所提理論的正確性及變換器軟開關的良好工作特性。

1　電路結構與工作模態(tài)分析

所提出變換器的電路結構如圖1所示。低壓直流母線、中間直流母線和高壓直流母線的電壓值分別用VdcL、VdcM和VdcH表示。VdcL和VdcM之間為調(diào)壓環(huán)節(jié)，2個換流支路（LL1、SL1及SL2構成的支路I和LL2、SL3和SL4構成的支路II）組成交錯結構，進一步減小低壓直流母線的電流紋波。VdcM和VdcH之間為隔離環(huán)節(jié)，采用開環(huán)LLC諧振變換器實現(xiàn)高增益隔離功率變換，其原邊為由開關管SM1～SM4組成的全橋結構，副邊為輸出倍壓結構，諧振網(wǎng)絡由變壓器勵磁電感Lm、變壓器漏感Llk和諧振電容Cr構成 （Cr由原邊諧振電容CrM和副邊諧振電容CrH組成，兩電容折算到原邊或副邊后電容值相同，設計目的在于確保能量雙向流動時諧振網(wǎng)絡的對稱性）。

圖1中，iL、iL1和iL2分別為低壓直流母線電流、流過電感LL1、LL2的電流；vSM3和iSM3分別為開關管SM3兩端的電壓和流過的電流；vr和ir分別為諧振網(wǎng)絡的輸入電壓和輸入電流；im為流過勵磁電感Lm的電流；vSH1和iSH1分別為開關管SH1兩端的電壓和流過的電流。下面根據(jù)功率流動方向給出變換器的工作模態(tài)分析。

圖1　兩級式隔離型雙向DC/DC變換器Fig.1　Two-stage isolated bi-directional DC/DC converter

1.1升壓（Step-Up，SU）模式

SU模式下，變換器的理論工作波形如圖2所示。1個開關周期Tsw內(nèi)，可分為4個工作模態(tài)。

圖2　理論工作波形Fig.2　Theoretical operational waveforms

模態(tài)1［t0～t1］：開關管SL1和SL3開通，電感電流iL1和iL2均線性上升，上升斜率為VdcL/LL（LL為電感LL1和LL2的電感量，下同）。iL也線性上升，斜率為2VdcL/LL。

模態(tài)2［t1～t2］：開關管SL3關斷，SL4開通。電感電流iL2線性下降，下降斜率為（VdcM-VdcL）/LL?？傠娏鱥L線性下降，下降斜率為（VdcM-2VdcL）/LL。當t=Tsw/2時，該模態(tài)結束。LLC諧振變換器的諧振頻率設計為2/ Tsw，因此在［t0～t2］時間內(nèi)，LLC諧振變換器正好經(jīng)歷了一個設計周期。由于將開關頻率設計在諧振頻率，所以諧振網(wǎng)絡電流ir呈正弦規(guī)律變化，勵磁電流im呈三角波規(guī)律變化。LLC諧振變換器在其設計周期內(nèi)的工作模態(tài)分析這里不再詳述，具體可查看文獻［6］中的分析。

模態(tài)3［t2～t3］：開關管 SL3再次開通，iL1、iL2和iL的變化規(guī)律與模態(tài)1相同。t=dSUTsw時（dSU為SU模式下的占空比），該模態(tài)結束。

模態(tài)4［t3～t4］：開關管SL1關斷，iL1、iL2和iL的變化規(guī)律與模態(tài)2相同。t=Tsw時，該模態(tài)結束。

SU模式下，變換器的增益MSU為

1.2降壓（Step-Down，SD）模式

SD模式下，功率流動方向與SU模式相反。調(diào)壓環(huán)節(jié)工作在Buck變換器狀態(tài)，開關管SL2和SL4以占空比dSD（開關頻率與SU模式下相同）工作在主動開關狀態(tài)，開關管SL1和SL3工作在同步整流狀態(tài)。隔離環(huán)節(jié)工作在半橋LLC諧振變換器狀態(tài)，開關管SH1和SH2工作在占空比固定的主動開關狀態(tài)（開關頻率與SU模式下相同），SM1～SM4工作在同步整流狀態(tài)。

SD模式下，變換器的增益MSD為

2　設計要點分析與效率優(yōu)化

設計變換器時，首先假定低壓直流母線的額定電壓、最低電壓和最高電壓分別為VdcL_nom、VdcL_min和VdcL_max。高壓直流母線的額定電壓、最低電壓和最高電壓分別為VdcH_nom、VdcH_min和VdcH_max。

2.1隔離變壓器設計

隔離變壓器的設計需要綜合考慮SU模式和SD模式下的功率變換需求。諧振電感集成到變壓器的漏感中，其取值大小需要滿足兩種模式下啟動電流的要求。變壓器勵磁電感與傳輸功率的能力有關，需要滿足兩種模式下軟開關工作的要求。

SU模式下，設計中間直流母線電壓為額定值VdcM_nom，則變壓器變比應為

折算到原邊的勵磁電感Lm_SU需滿足［12］的條件為

式中：Td_SU為SU模式下變壓器原邊橋臂的死區(qū)時間；Cj_M為開關管SM1的等效體電容；fsw_LLC為LLC諧振變換器的開關頻率。

折算到原邊的諧振電感的電感值Llk_SU需滿足原邊啟動電流的限制要求（適用于fstart＞2fr）［13］，即

式中：Istart_M為隔離環(huán)節(jié)原邊允許的啟動電流；fstart為啟動頻率；fr和ωr分別為諧振網(wǎng)絡的諧振頻率和圓頻率。

SD模式下，根據(jù)開關管電壓應力，設計中間直流母線的最大電壓為VdcM_max。此時變壓器最大設計變比為

折算到副邊側勵磁電感Lm_SD需滿足［12］的條件為

式中：Td_SD為SD模式下變壓器副邊橋臂的死區(qū)時間；Cj_H為開關管SH1的等效體電容。

折算到副邊的諧振電感的電感值Llk_SD要滿足副邊啟動電流的限制要求（適用于fstart＞2fr）［13］，即

式中，Istart_H為隔離環(huán)節(jié)副邊允許的啟動電流。

折算到原邊的勵磁電感Lm設計為

折算到原邊的諧振電感Llk設計為

2.2濾波電感設計

SU模式下，iL的紋波峰峰值ΔiL可以表示為

將式（1）代入式（12）得

式中：η為變換器效率；ε為電流紋波比例；Po為負載功率。

2.3效率優(yōu)化

本文效率優(yōu)化的目的在于得到最優(yōu)效率下的最優(yōu)中間直流母線電壓值。因此，效率優(yōu)化的關鍵在于計算與VdcM有關的變換器損耗Ptot。Ptot大致可分為兩類：調(diào)壓環(huán)節(jié)損耗Preg和隔離環(huán)節(jié)損耗 Piso。各種損耗的理論推導過程較為繁瑣，下面直接給出損耗的計算公式。

Preg主要包括開關管的導通損耗 Pcond_L和開關損耗Psw_L，分別為

式中，Ron_L為SL1的等效導通電阻。

式中：Ton_L和Toff_L分別為 SL1的開通時間和關斷時間；Cds_L為SL1的等效體電容。

Piso主要包括開關管的導通損耗 Pcond_M和隔離變壓器的銅損PCu，分別為

式中：Ron_M為SM1的等效導通電阻；RCr為電容Cr的等效寄生電阻；RCu_p、RCu_s分別為隔離變壓器的原邊、副邊內(nèi)阻；Ron_H為SH1的等效導通電阻；Ir為諧振網(wǎng)絡電流的有效值，可以表示為［12］

與VdcM有關的變換器損耗Ptot可表示為

基于上述的損耗分析，可以發(fā)現(xiàn)效率優(yōu)化是一個單變量單目標的優(yōu)化過程，最優(yōu)效率下的最優(yōu)中間直流母線電壓值可表示為求解如下的線性規(guī)劃。

設非線性規(guī)劃Ptot（VdcM），求

滿足約束條件為

式中：VdcM_min為最小中間直流母線電壓值；VdcM_max為最大中間直流母線電壓值，取決于器件電壓應力。

3　實驗驗證

設計了1臺12 V/336 V、1 kW的樣機，其低壓直流母線電壓變化范圍為9～16 V，高壓直流母線電壓變化范圍為250～400 V。開關管SL1～SL4選用IPP076N12N3（120 V，100 A，632 pF），開關管SM1～SM4選用IPP05CN10N（100 V，100 A，1.37 nF），開關管SH1～SH2選用SPP20N60C3（650 V，20.7 A，780 pF）。

樣機的主要參數(shù)設計如下：濾波電感紋波比例ε設計為10%，對應電感值LL為6.9 μH；濾波電感采用PQ50/35實現(xiàn)，繞制9匝。LLC諧振變換器的死區(qū)時間（Td_SU=Td_SD）設計為200 ns；啟動頻率fstart為500 kHz；原邊啟動電流Istart_M為150 A，副邊啟動電流Istart_H為30 A；VdcM_nom為48 V，計算得到變壓器原副邊匝比為0.286∶1（即n=0.286），歸算到原邊的勵磁電感的電感值Lm為6.54 μH，歸算到原邊的漏感的電感值Llk為0.82 μH。隔離變壓器采用PQ50/50實現(xiàn)，原邊8匝，副邊28匝，實測Lm為6.74 μH，Llk為0.83 μH。諧振電容的電容值設計值Cr為768.7 nF，電容CrM選用1 470 nF（1 μF與470 nF并聯(lián)），電容CrH選用122 nF（100 nF與22 nF并聯(lián)）。

實驗波形如圖3所示。圖3（a）～（c）為SU模式下的實驗波形，運行工況為：VdcL=12 V，VdcH=336 V，Po=1 kW。圖3（a）為調(diào)壓環(huán)節(jié)iL、iL1和iL2的實驗波形，iL的平均值為89.2 A，電流紋波（峰峰值）為8.7 A，與設計基本吻合。由于元器件的差異，iL1與iL2之間有3.4%的不平衡度，在可接受范圍內(nèi)。圖3（b）為隔離環(huán)節(jié)工作波形，從SM3的驅(qū)動電壓vgs_M和漏源電壓vds_M的波形來看，開關管實現(xiàn)了零電壓開通，關斷幾乎無毛刺。諧振網(wǎng)絡內(nèi)，ir滯后于vr，與理論分析吻合。圖3（c）為負載切換時高壓直流母線的電壓波形，VdcH和vdcH分別為采用直流和交流耦合時采集到高壓直流母線波形。負載切換后，VdcH的平均值從340 V跌落到331 V，穩(wěn)態(tài)電壓紋波（幅值）由1.97 V增大到9.3 V。在VdcL的變化范圍內(nèi)選取5個電壓點（含最高電壓和最低電壓），每個電壓點選取三個輸出功率Po（空載，半載和滿載），測試每個工作點下變換器的軟開關工作特性，發(fā)現(xiàn)原、副邊開關管均實現(xiàn)了軟開關。

圖3（d）～（f）為SD模式下的實驗波形，運行工況為：VdcH=336 V，VdcL=16 V，Po=1 kW。圖3（d）中的通道配置與圖3（a）一樣，iL電流平均值為-62.8 A，兩路電流的不平衡度為2.8%。圖3（e）中，從SH2的驅(qū)動電壓vgs_H和漏源電壓vds_H來看，開關管也實現(xiàn)了軟開關工作，而其中諧振網(wǎng)絡的電壓vr和電流ir是采集了變壓器副邊端口的波形。圖3（f）為負載切換時低壓直流母線的電壓波形。VdcL和vdcL分別為采用直流和交流耦合時采集到低壓直流母線波形。切換后，電壓平均值從16.35 V跌落到15.98 V，電壓紋波（幅值）由124 mV增大到788 mV。在VdcH的變化范圍內(nèi)選取5個電壓點 （含最高電壓和最低電壓），每個電壓點選取3個輸出功率Po（空載，半載和滿載），測試每個工作點下變換器的軟開關工作特性，發(fā)現(xiàn)原、副邊開關管均實現(xiàn)了軟開關。

為了測試變換器在能量反向流動時的動態(tài)響應，搭建了一個模擬測試電路，電路原理及實驗波形如圖4所示。圖（a）中DC Source通過直流接觸器S1接入電子負載，鉛酸蓄電池構成低壓直流母線。S1兩側分別標示為A點和B點，對應的電壓分別為VA和VB。能量反向流動實驗波形如圖（b）所示。圖中，t＜550 ms時間內(nèi)，VdcL向電子負載供電，運行功率為1 kW（VdcH=336 V）；t=550 ms，DC Source輸出（VdcH=336 V）使能，變換器檢測到 VA電壓達到閾值，變換器停止工作；550 ms＜t＜670 ms，變換器自動延時120 ms（延時的作用留給變換器充足的時間停止工作，并防止S1誤觸發(fā)），并發(fā)出指令閉合S1；t＞670 ms，DC Source向變換器和電子負載供電。從圖（b）可見，變換器的滿載動態(tài)響應時間（針對電流量）為0.23 s（變化落在5%范圍內(nèi)），超調(diào)量為5.8%。

圖5為SU模式與SD模式下的效率特性和效率曲線。圖5（a）為效率特性。高壓、低壓直流母線的電壓均為額定值。SU模式下，最高運行效率為94.2%，滿載效率為93.1%。SD模式下，最高運行效率為94.9%，滿載效率為94%?？尚性O計時，VdcM_nom設計為 48 V。 在 Mathcad軟件中計算與VdcM有關的總損耗，發(fā)現(xiàn)其與 VdcM呈現(xiàn)單調(diào)遞減的規(guī)律。受限于器件開關管應力應力限制，VdcM不能無限制提高，由于開關管SM1～SM4的電壓應力為100 V，保留一定裕量后，VdcM_max設計為60 V，對應的優(yōu)化后的VdcM_nom為50 V。

為了驗證效率優(yōu)化方法的準確性，選定若干個電壓點進行對比研究，得到不同VdcM下的效率曲線，如圖5（b）所示。圖中從上到下分別表示VdcM為60 V、50 V、48 V和36 V時的效率曲線 （不同VdcM下，VdcH不同，對比時控制負載功率相同）。由圖可知，VdcM越大，效率越高，這與理論計算結果吻合。本樣機中，優(yōu)化后的VdcM（50 V）比初始的VdcM（48 V）在相同實驗條件下，效率要高出0.2%～0.3%的效率。

圖3　實驗波形Fig.3　Experimental waveforms

圖4　測試電路及實驗波形Fig.4　Test circuit and experimental waveforms

圖5　效率特性及效率曲線Fig.5　Efficiency characteristic and efficiency curves

4　結語

本文提出了一種兩級式隔離型雙向DC/DC變換器方案，該方案包括一個前級閉環(huán)的DC/DC變換器和一個后級開環(huán)的LLC諧振變換器。由于能量的雙向流動性，隔離變壓器設計需要兼顧升壓模式和降壓模式下的工作需求，除此之外，變換器設計時還需要考慮中間直流母線的電壓對變換器效率的影響。本文給出了具體的參數(shù)設計和效率優(yōu)化方法，為該類變換器的分析與設計提供了有效指導。

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Analysis and Design of Two-stage Isolated Bi-directional DC/DC Converter

ZHANG Dong，WANG Yijun
（School of Information Science and Engineering，Central South University，Changsha 410075，China）

A two-stage isolated bi-directional DC/DC converter is proposed.The converter is composed of a regulated front-end DC/DC converter and a unregulated back-end LLC resonant converter.When the energy flows from low-voltage DC bus to high-voltage DC bus，the converter is equivalent to Boost converter cascaded full bridge LLC resonant converter with output voltage doubling.When the energy flow is reversed，the converter is equivalent to half bridge LLC resonant converter cascaded Buck converter.The operational theory and key design point are analyzed，and efficiency-oriented optimization method of middle-voltage DC bus is proposed.A prototype of 1kW，12 V/336 V is build，and the optimum nominal voltage of middle-voltage DC bus is 50 V.The experimental results verify the good performance of the proposed converter.

converter；isolated；bi-directional；efficiency optimization

張東

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.75

TM 46

A

張東（1991-），男，碩士研究生，研究方向為電氣工程，逆變器設計等，E-mail∶wangyjcsu@163.com。

2015-09-10

國家自然科學基金資助項目（61572529）

Project Supported by the National Natural Science Foundation （61572529）

王一軍（1963-），男，通信作者，博士，研究員，研究方向為控制理論與控制工程等，E-mail∶wyj861696@sina.com。