王　磊，郭　瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島125105）

光伏微逆變器前級磁集成高增益直流變換器研究

王磊，郭瑞，楊玉崗

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島125105）

針對光伏微逆變器需要高增益Boost變換器的要求，為了提高傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益，降低開關管電壓應力，減小變換器損耗，提出了一種新型磁集成開關電感/開關電容單元Boost變換器，該變換器具有較高電壓增益和低電壓應力。并針對開關電感單元含有多個分立電感，導致變換器體積增大且輸出電流紋波惡化的問題，利用平面磁集成技術對開關電感進行耦合設計，有效降低了變換器電感電流紋波，提高了轉換效率。制作了1臺原理樣機，實驗結果證實了理論分析的正確性。

高增益；磁集成開關電感；開關電容；Boost變換器

引言

近年來發(fā)展的應用于分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)的微逆變器結構多采用兩級式結構，其前級DC-DC模塊實現光伏電池輸出電壓等級提升以滿足后級逆變需要，后級DC-AC模塊實現并網功能。光伏電池長期工作在戶外，其輸出電壓波動大，因此研究具有寬輸入適應性、高增益穩(wěn)定性Boost變換器，滿足光伏系統(tǒng)寬輸入電壓范圍內保持輸出電壓穩(wěn)定性，同時將輸出電壓拉升到滿足并網所需較高母線電壓等級要求就顯得尤為迫切和重要。

很多學者研究光伏系統(tǒng)高增益直流變換器，文獻［6］提出耦合電感和電荷泵級聯(lián)的方式實現較大電壓增益，然而隨著增益提高，電感匝數的增加會帶來較大漏感問題，同時電感較難耦合，會降低變換器的效率；文獻［7］提出了采用開關電感的方式，減小了單個電感的體積，提高了效率，但文獻中只是對傳統(tǒng)變換器電感進行簡單的替換，并沒有對開關電感進行磁集成耦合設計，并且電壓增益仍然很有限；文獻［8］采用耦合電感和開關電容級聯(lián)以實現Boost變換器的增益提高，但電壓增益依然有限，并不能滿足微逆變器的前級DC-DC變換器高增益的要求；文獻［9］采用了Boost多電平方案，但較多的電平數，大量的電容會增加拓撲復雜性；文獻［10］采用有源網絡開關電感單元結構大幅提高了變換器的增益，但存在電流紋波大，導致變換器穩(wěn)定性下降等問題。

本文提出了一種磁集成開關電感/開關電容有源網絡升壓變換器。該變換器在保證較高電壓增益的同時，具有較低的功率器件應力，同時采用平面集成磁技術對開關電感進行耦合設計，減小磁件體積，改善了電流紋波，提高變換器的穩(wěn)定性。實驗結果證明了該變換器高電壓增益、開關管低電壓應力有效性和降低電感電流紋波的優(yōu)點。

1　傳統(tǒng)開關電感/開關電容Boost變換器

新型兩級式微光伏逆變器系統(tǒng)結構如圖1所示，針對該結構需要高增益前級直流變換器的特點，有學者提出了基于開關電感/開關電容單元Boost變換器，如圖2所示。電路中單元開關電感由兩個大小相等電感L1、L2以及3個二極管D1、D2、D3構成；開關電容單元由3個電容C1=C2=C3以及3個二極管D4、D5、D6構成。

圖1　微逆變器功能框圖Fig.1　Functional block diagram of micro inverter

圖2　開關電感/開關電容Boost變換器Fig.2　Boost converter using switching inductor and switching capacitor

對上述變換器進行分析，得到變換器工作原理和穩(wěn)態(tài)分析如圖3所示，電路工作在CCM模式下，電感電流變化關系為

根據電感伏秒平衡，由（1）式得到電壓增益為

由式（2）表明，上述變換器的電壓增益是普通Boost變換器的2（1+D）倍，增益提高有限。

圖3　變換器穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.3　Steady state waveforms of the converter

2　磁集成開關電感有源網絡升壓變換器

上述變換器中無源元件存在寄生電阻，會限制變換器的增益，考慮引入有源網絡組成如圖4所示的磁集成開關電感/開關電容有源網絡升壓變換器，在大幅提升變換器增益的同時降低開關管應力，該變換器兩個開關管S1、S2開關信號一致，易于控制，電路撲結構較為簡單。

圖4　開關電感/開關電容磁集成有源升壓變換器Fig.4　Active Boost converter using magnetic integratedswitching inductors and switching capacitors

2.1變換器工作模態(tài)分析

變換器不同工作模態(tài)的等效電路如圖5所示。

（1）工作模態(tài)1（t0，t1）。在此階段，開關管S1、S2導通，電路中的電流方向如圖5（a）所示，二極管D1、D2、D4、D5正向導通，D3和 D6反向截止，電感器L1、L2、L3和L4并聯(lián)充電，同時電容器C3給C1也沖電，負載端所需的能量由電容器C2、C3放電提供。此模態(tài)下加載在4個電感上的電壓相等，其表達式為

（2）模態(tài)2（t1，t2）。此階段開關S1、S2持續(xù)導通，電感器L1、L2、L3和L4繼續(xù)并聯(lián)充電，電容器C1處于電壓保持狀態(tài)，C2，C3繼續(xù)為負載提供輸出電壓，如圖5（b）所示。此模態(tài)下電源經S1、C3、D8、C1、S2形成回路，由基爾霍夫電壓定律KVL可得電路表達式為

（3）工作模態(tài)3（t2，t3）。在此階段，開關管S1、S2同時斷開，二極管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向導通，電路中的電流方向如圖5（c）所示，電感器L1、L2、L3、L4串聯(lián)放電，同時電容器C1放電，C2、C3充電，此時負載功率由電源Uin和電感器L1、L2、 L3、L4共同提供，因此該模態(tài)下電路方程為

（4）工作模態(tài)4（t3，t4）。在此階段，開關管S1、S2持續(xù)斷開，二極管D1、D2、D4、D5反向截止，D3和D6正向導通，電路中的電流方向如圖5（d）所示，此時電感器L1、L2、L3、L4持續(xù)串聯(lián)放電，因輸出側電容較大，為方便分析，可以認為穩(wěn)態(tài)時一個周期內得電容電壓保持不變，因此該模態(tài)電路表達式為

聯(lián)立式（4）和式（6）可得

由KVL可知，此時加載在4個電感上的電壓為

由電感電壓的伏秒平衡，可得

對式（9）化簡，可得CCM模式下拓撲的電壓增益表達式為

圖5　變換器工作模態(tài)等效電路Fig.5　Work mode equivalent circuits of the converter

2.2開關管及二極管電壓應力分析

分析上述開關電感/開關電容有源網絡變換器外特性可知，在模態(tài)3，開關管S斷開時，開關管兩端的電壓被電容器C3鉗位；在模態(tài)4，電容器C1，C2兩端的電壓大小相等方向相反，開關管電壓仍然等于電容C3兩端電壓；因此在整個開關周期，開關管電壓應力為

這表明變換器在提高電壓增益的情況下，同時保證了開關管具有較小的電壓應力。

輸出側二極管電壓應力為

2個開關電感中各二極管的電壓應力分別為

開關管S1、S2開通時，輸入電流iin表達式為

開關管S1、S2關斷時，電感輸入電流表達式為

因此，在CCM模式下，輸入電流平均值為

由式（10）可得

聯(lián)立式（17）、式（18），得到CCM模式下電感電流平均值為

2.3磁集成耦合電感分析

分析圖4所示主電路可知，本文提出的基于開關電感/開關電容結構拓撲含有多個分立電感，會導致變換器體積增大、電感損耗增加且輸出電流紋波惡化問題。考慮到開關電感中的2個電感參數相同、工作狀態(tài)一致，本文采用平面集成磁技術，對電感L1和L2（L3和L4）進行兩兩耦合設計，繞制在一副磁芯上，再將兩組正向耦合后的開關電感進行反向耦合，從而將4個電感集成為一個電感以解決上述問題。由于2個開關電感完全相同，本文以其中一個進行耦合電感分析，設電感耦合系數，K=M/L，

D′=1-D得到電感電流紋波表達式為

式（20）表明電感電流紋波的大小與耦合系數K成反比關系，耦合度越高，電感電流紋波越小，變換器的的性能越好，同時，采用反向耦合電感可以減小穩(wěn)態(tài)通道電流紋波，或提高暫態(tài)通道電流的響應速度。本文所研究的開關電感高增益變換器耦合設計前后變換器電感穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能對比分析如圖6、圖7所示。

圖6　耦合與非耦合情況下穩(wěn)態(tài)相電流紋波之比Fig.6　Current ripples ratio in coupled conditions and uncoupled conditions

圖7　耦合與非耦合情況下暫態(tài)相電流響應速度之比Fig.7　Response speed with and without coupled inductors ratio of transient phase currents

2.4耦合電感設計

基于EI型磁芯的體積更小，磁芯不易飽和，可以通過更大的電流，更適合高增益變換器的優(yōu)點，本文選用EI型鐵氧體磁芯進行耦合電感的設計，由前述分析，兩電感耦合度越高，電感電流的紋波越小，變換器的性能越好。為避免磁芯飽和，所選磁芯為帶有氣隙長度為δ的高磁導率磁芯，磁路方程分別為

通過計算有效磁導率μe，并根據電感峰值電流ip可以獲得磁芯的最大磁通密度為

耦合電感磁芯的最大工作磁通密度Bmax應當小于磁芯飽和磁通密度BS。

3　與傳統(tǒng)高增益DC-DC變換器性能對比分析

3.1變換器電壓增益比較

本文所述高增益變換器與傳統(tǒng)系列高增益變換器CCM模式下的增益對比如圖8所示。通過圖中曲線看出，本文提出的高增益變換器具有明顯的電壓增益優(yōu)勢。

圖8　本文變換器和其他典型高增益變換器增益曲線對比Fig.8 Comparison of gain waveforms between common typical high gain converters and the proposed high gain converter

3.2開關功率器件的電壓應力比較

本文所提出的光伏微逆變器高增益變換器與現有文獻所研究的主要典型高增益變換器的開關管電壓應力對比如表1所示，對比表中數據可知本文所提出的變換器與其他典型的高增益變換器相比在保證較高電壓增益的同時具有較小的功率器件電壓應力。

表1　不同變換器的功率器件電壓應力對比Tab.1　Contrast of power device voltage stress of different converters

3.3輸出側二極管電壓應力比較

以變換器輸出電壓120 V為例，本文所提出的光微逆變器高增益變換器與現有文獻所研究的典型高增益變換器的輸出側二極管電壓應力對比曲線如圖9所示。

由圖可見，本文所述變換器因為采用開關電容結構，基于開關電容鉗位電壓的優(yōu)勢，使其具備其他高增益變換器所不具備的較低二極管電壓應力的優(yōu)點。

3.4損耗分析與效率比較

3.4.1電感等效串聯(lián)電阻損耗分析

圖2所示的傳統(tǒng)開關電感/開關電容Boost變換器在實際應用中，其無源元件存在寄生電阻，主要為電感的等效串聯(lián)電阻ResrL，不僅會限制變換器的增益，而且隨著增益越大，輸入電流將增大，從而導致?lián)p耗變大，降低變換器的轉換效率。基于此，本文在傳統(tǒng)開關電感/開關電容Boost變換器基礎上引入有源網絡，提出新型開關電感有源網絡變換器，在取得較大增益的同時，大大降低了其無源元件寄生電阻的損耗，提高變換器的轉換效率。

3.4.2開關損耗、導通損耗及磁性器件損耗分析

高效率是變換器追求的目標和性能重要指標，變換器在工作過程中其主要損耗為開關損耗、導通損耗、及磁性器件（如大功率儲能電感）損耗，下面詳細分析變換器工作過程各部分損耗，并給出本文提出的高增益Boost變換器和傳統(tǒng)開關電感/開關電容Boost變換器的損耗和效率對比。

（1）導通損耗

首先將變換器通道電感電流分解為兩部分：平均值iL（avg）和波動值iL（ac），其有一個共同的導通電阻RSW，其表達式為

式中RQ為開關管的導通電阻。

設開關管選型相同，則有RSW≈RS1≈RS2，iL（avg）流過等效串聯(lián)電感電阻RL.ESR和RSW會產生直流導通損耗PC.DC為

式中：Io為通道總輸出電流；Req1為等效導通電阻與等效串聯(lián)電感電阻之和。同時iL的紋波電流分量iL（ac）也流過RSW和RL.ESR，是非直接流向負載，因此變換器導通損耗與紋波電流的有效值iAC.RMS有關。

變換器CCM模式下紋波電流iAC.RMS取決于iL的峰峰值ΔiL，其關系為

由式（19）所示CCM模式下電感電流平均值表達式和圖6可得本文提出的變換器與傳統(tǒng)開關電感Boost變換器的電感電流平均值對比如圖10所示，圖中橫坐標表示變換器的增益，縱坐標表示變換器的電感電流輸出電流比值（用λ表示）。由圖10可明顯看出，本文所提出的高增益Boost變換器因采用磁集成耦合電感設計，較之傳統(tǒng)開關電感Boost變換器有更小的電感電流平均值。由上述分析可知，導通損耗與紋波電流的有效值iAC.RMS有關，且紋波電流 iAC.RMS取決于 iL的峰峰值 ΔiL，因此本文提出的高增益Boost變換器有效降低了導通損耗，對于提高變換器轉換效率具有較好的效果。

圖10　電感電流平均值對比Fig.10　Comparison of average inductor current

（2）開關損耗

開關功率損耗主要是由開關管和同步整流管的寄生電容和二極管所引起的，隨著開關頻率f增加，寄生電容的充放電和體二極管的導通損耗會相應增加。以CCM模式下通道為例，開關管在開通和關斷的過程中會出現電流和電壓重疊現象［8］，便引起了一個開關功率損耗，如圖11所示。

圖11　開關管開通關斷損耗Fig.11　Losses of power devices when on and off power

通過積分方法算出開關管的開關損耗為

（3）磁性元件損耗

目前廣泛使用Steinmetz公式計算磁心損耗但其忽略了磁芯形狀以及尺寸的影響，簡化了磁損計算模型，不夠準確。本文考慮單位體積和鐵損給出優(yōu)化的Steinmetz公式，即

式中：KFe、α、β可從產品手冊中查到；BMAX為峰值磁冪；f為勵磁頻率。由上文分析和圖6可知，本文提出的高增益Boost變換器較之傳統(tǒng)開關電感Boost變換器采用了磁集成耦合電感設計，磁件體積大幅降低，并且可以有效消除磁芯局部熱點，降低電感電流紋波，降低磁件損耗，對提高變換器轉換效率起到較好的效果。

3.4.3效率仿真對比

根據前面分析，得到損耗公式表達式

則效率公式為

圖12所示為本文提出的高增益磁集成Boost變換器與傳統(tǒng)開關電感Boost變換器全負載范圍效率仿真對比曲線。

圖12　效率仿真曲線對比Fig.12　Comparison of efficiency simulation curves

綜上所述，本文所研究的磁集成開關電感高增益變換器相較于傳統(tǒng)一系列典型高增益變換器在保證較高增益的同時，同時可具備較小的開關管電壓應力、輸出側二極管電壓應力和輸出電感電流紋波，并且較之傳統(tǒng)開關電感Boost變換器其轉換效率更高，具有巨大的優(yōu)勢和價值。

4　實驗

為驗證本文提出的變換器的性能，設計制作一臺實驗樣機進行實驗，樣機參數為：低壓側輸入電壓Uin=15 V，開關頻率f=50 kHz，調節(jié)占空比D= 0.4，保持高壓側輸出電壓Uo=120 V左右，C1=C2= C3=47 μF，電感感值L1=L2=L3=L4=52 μH，實驗采用的電感樣機參數測量值如表2所示，計算得到最大磁通密度0.058 6 T，小于飽和磁通密度。

表2　耦合電感參數Tab.2　parameters of coupling inductors

實驗波形如圖13所示。由圖可看出，實驗結果與理論分析一致，變換器在設計占空比范圍內，輸出電壓值基本和理論保持一致，達到高電壓增益的設計要求。

分析實驗波形可知，采用磁集成設計開關電感的變換器在正常工作時電感電流波形更平滑，毛刺較少，電感耦合設計后的總輸出電流紋波相對較小，波形平穩(wěn)；同時總輸出電壓波形穩(wěn)定，且數值與設計規(guī)格相符，證明理論分析的正確性和可行性。

在不同輸入電壓、200 V輸出電壓下，本文所提出的磁集成高增益變換器和傳統(tǒng)非磁集成開關電感Boost變換器的效率曲線如圖14所示。由效率曲線可知，本文所述變換器通過磁集成耦合電感設計有效提高變換器功率密度，改善輸出電壓電流紋波，不僅在同等輸入電壓下效率明顯高于傳統(tǒng)開關電感Boost變換器，而且隨輸入電壓增大向高效率爬升也更快，可以在更短時間完成低效率向高效率的功率傳遞。

圖13　實驗波形Fig.13　Experimental waveforms

圖14　變換器在不同輸入電壓下的效率曲線Fig.14　Efficiency curves of the converter under different input voltages

5　結語

本文提出的具有開關電容單元的磁集成開關電感有源網絡Boost變換器與一系列傳統(tǒng)高增益升壓變換器相比，電壓增益有大幅提高，并且該變換器在保證較高的電壓增益的同時，具有較低的功率器件應力，同時采用平面集成磁技術對開關電感進行耦合設計，減小磁件體積，改善了電流紋波，改善了變換器的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，提高了轉換效率。

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Research on Integrated Magnetic High-gain Pre-DC-DC Converter for PV Micro-inverter

WANG Lei，GUO Rui，YANG Yugang
（College of Electricaland Control Engineering，Liaoning Technical University，Huludao 125105，China）

A new type of magnetic integrated Boost converter is put forward to meet the need of high gain Boost converter for photovoltaic micro-inverter，in order to increase the voltage gain of conventional Boost converter and reduce the voltage stress and the loss of the converter.To solve the problems of large volume and serious current ripple in converters using discrete inductors，planar magnetic integration technology is used in the design of inductors to effectively reduce the current ripple and increase the transfer efficiency.A prototype is constructed and the experimental results verified the correctness of the theoretic analyses.

high gain；magnetic integrated inductors；switch capacitor；boost converter

王磊

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.108

TM 862

A

王磊（1991-），男，通信作者，碩士研究生，從事電力電子磁技術及太陽能發(fā)電方面的研究，E-mail∶15382025383@163.com。

郭瑞（1974-），女，博士，副教授，碩士生導師，從事電力電子及電氣控制技術等方面的研究，E-mail：975743670@qq.com。

楊玉崗（1967-），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術及其磁集成技術，E-mail：990298259@qq.com。

2015-07-24

國家自然科學基金資助項目（51177067，50607007）Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51177067，50607007）